図 6-5 は、2 番目の抵抗 (R_B) を回路に追加し、トリガ入力をスレッショルド入力に接続すると、タイマがセルフ トリガしてマルチバイブレータとして動作することを示しています。C コンデンサは R_A および R_B 経由で充電され、R_B 経由でのみ放電されます。その結果、R_A と R_B の値によって デューティ サイクルが制御されます。

この非安定接続により、C コンデンサはスレッショルド電圧レベル (≈ 0.67 × V_DD) とトリガ電圧レベル (≈ 0.33 × V_DD) の間で充電および放電されます。モノステーブル回路と同様に、充電時間と放電時間 (結果として、周波数とデューティ サイクル) は電源電圧に依存しません。

A. CONT 電圧をコンデンサでグランドにデカップリングすることで、動作を向上できます。これは、個々のアプリケーションに対して評価する必要があります。

図 6-5 非安定動作回路

図 6-6 代表的な非安定波形

図 6-7 トリガ電圧とスレッショルド電圧の波形

図 6-7 に、非安定動作中に生成される代表的な波形を示します。100kHz 以下の周波数について、出力 High レベル期間 (t_H) と Low レベル期間 (t_L) は次のように計算します。

式 1.

式 2.

その他の有用な関係は次のとおりです。

式 3.

式 4.

式 5.

式 6.

式 7.

式 1 から 式 7 は、TRIG および THRES 入力から DISCH 出力までの伝搬遅延時間は考慮していません。これらの遅延時間は周期に直接加算され、コンデンサが過充電されるため、計算値と実際の値に周波数に応じて増加する差が生じます。さらに、放電中の内部オン抵抗 r_on が R_B に加算され、R_B が非常に小さいときの計算でタイミング誤差が発生するもう一つの要因となります。以下の式は、測定値と非常に近い値を導きます。式 8 の式は、伝搬遅延と放電オン抵抗が式に追加されているため、より高い周波数 (100kHz 超) で使用したときの実際の Low および High 時間を表しています。C_T の値には、公称または意図的なタイミング容量だけでなく、PCB 上の寄生容量も含まれます。CONT のデカップリング容量もデューティ サイクルに影響を及ぼし、コンデンサのリーク抵抗に依存する誤差が寄与します。詳細については、『低デューティ サイクル タイマ回路の設計』の記事を参照してください。

式 8.

これらの式と前述の式は、時定数に数または関数の対数を乗算する点で類似しています。対数項の極限値は、低周波数での ln(2)、超高周波数での ln(3) の間になければなりません。デューティ サイクルが 50% に近い場合は、対数項の適切な定数を適切な結果で置き換えることができます。出力波形のデューティ サイクルが 50% 未満では、t_c(H) / t_c(L) < 1 が必要であり、場合によっては R_A ≤ r_on が必要です。これらの条件を得るのは難しい場合があります。図 6-8 に、C_T と R_A + 2 × R_B のさまざまな組み合わせに関連する公称フリーランニング周波数を示します。

図 6-8 フリーランニング周波数