このアプリケーション設計手順では、UC2842A のピーク電流モード コントローラをオフライン フライバック コンバータで、ユニバーサル入力から 12V、48W のレギュレートされた出力へ、セットアップして使用する方法を示します。

連続モードのフライバック アプリケーションで UC2842A のピーク電流モード コントローラをセットアップし、これを使用した設計を行うには、電力段に関するいくつかの事項を把握する必要があります。まず、出力電力レベル (P_OUT)、効率 (ƞ)、最小入力電圧 (V_IN(min))、ライン周波数 (f_LINE)、最小バルク電圧に基づいて、必要な入力バルク容量 (C_IN) を計算します。この設計例では、V_BULK(min) = 95V にします。

式 2.

式 3.

出力コンデンサ (C_OUT) のサイズは、大信号の過渡応答時に出力電圧が 10% を超えて降下しないように設定されています。設計のこの時点では、電圧ループのクロスオーバー周波数 (f_C) が 2.5kHz と想定します。

式 4.

この設計で選択した C_OUT は 2200μF のコンデンサで、等価直列抵抗 (ESR) は 45mΩ です。

次に、最小入力電圧と出力電圧に基づいて、トランスの最大 1 次 / 2 次巻線比 (N_PS) を計算します。

式 5.

その次に、UC2842A の出力電圧とバイアス電圧に基づいて、トランスの補助 / 2 次の巻線比 (N_AS) を計算します。

式 6.

トランスの巻線比を決定すると、最小バルク電圧、デューティ サイクル (D)、反射出力電流、効率から、トランスの最小 1 次側磁化インダクタンス (L_PM) を計算できます。この設計で使用するトランスは、L_PM が 1.7mH で、N_PS = 10、N_AS = 1、f_SW = 100kHz です。

式 7.

式 8.

トランスを選択したら、1 次側磁化インダクタンス リップル (I_LPM) とトランス全体での反射出力電流から、トランスの 1 次側ピーク電流 (I_LpPK) を計算できます。

式 9.

式 10.

1 次側ピーク電流を計算した後で、電流検出抵抗 (R_CS) を選択できます。

式 11.

抵抗 R_S1 および R_S2 を使用して、設計の勾配補償を設定します。コンデンサ C_S1 は DC ブロッキング コンデンサで、プルアップ抵抗 R_P を使用して、ノイズ耐性のため電流検出信号を多少オフセットします。R_P と R_S2 は、電流検出信号に 50mV の DC オフセットを追加するよう、事前に選択済みです。

R_S1 は、勾配補償がフライバック インダクタのリップル電流下り勾配の 1/2 に設定されるように選択します。このために、2 次磁化インダクタンス (L_SM) を計算し、R_S1 で次の計算を行います。R_S1 の式の 1.7V は、発振器のピーク ツー ピークのリップル電圧振幅です。

式 12.

ここで、

抵抗 R_I と R_K は出力リファレンスに選択されており、R_K の値を事前に選択し、TL431 のリファレンス電圧 (V_TL431REF) が分かれば計算できます。R_K に 2.49kΩ を選択すると、R_I が計算され、この抵抗には標準の抵抗値として 9.53kΩ が選択されます。

式 13.

UC2842A コントローラを使用したこの設計には、多くの部品を持つ、興味深い制御ループがあります。G_OPTO(f) は、この設計の光アイソレータ全体についての近似伝達関数です。光アイソレータの極周波数は、f_P で表されます。この設計で使用する光アイソレータの電流伝送比は 1 で、極周波数は約 5kHz です。部品の配置とノード電圧については、図 7-1 を参照してください。補償を簡素化するため、電圧ループ (f_C) は光アイソレータの極より低くクロスオーバーする必要があります。

式 14.

式 15.

式 16.

G_BC(f) は、光アイソレータの出力から PWM の制御電圧 への推定伝達関数です。

式 17.

デューティ サイクルは、バルク入力電圧 (V_BULK) によって異なります。V_BULK は、通常動作時に 95V～375V の範囲で変動します。これにより、デューティ サイクルは 24%～56% の範囲で変動します。

式 18.

G_CO(f) は、制御 (V_C) から出力への推定伝達関数です。ここで、変数 Q は品質係数です。

式 19.

品質係数 (Q) は、 1 次側の磁化インダクタンスの電圧変化 (S_N) をデューティ サイクルの関数で表したものとして定義されます。これには勾配補償 (S_E) が追加されます。

式 20.

式 21.

式 22.

電圧ループが安定していることを確認するには、フライバック コンバータの右半面のゼロ周波数 (f_RHPZ) の半分よりもクロスオーバー周波数が低い必要があります。最小バルク電圧における右半面のゼロ周波数は、約 9.8kHz です。この設計例で、電圧ループの目標クロスオーバーは 1kHz です。実際の f_C は、目標よりも高い場合と低い場合があります。

式 23.

式 24.

G_CO(f) の DC ゲインは、バルク入力電圧とともに変化します。抵抗 R_Z は、コンバータへの入力が V_BULK(min) のときに電圧ループをクロスオーバーし、最大クロスオーバー周波数の 1/5 でクロスオーバーするよう選択します。

式 25.

コンデンサ C_Z は、電圧ループのクロスオーバーで 45° の位相マージンが追加されるよう選択します。この設計例では、6.8nF のコンデンサが使用されています。

式 26.

コンデンサ C_P は、制御ループの高周波ゲインが減衰するように選択します。

式 27.

G_C(f) は、TL431 の補償の推定伝達関数です。

式 28.

T_V(f) は、システムの閉ループ ゲインの推定される理論的な伝達関数です。実際の回路では帰還ループ応答が異なる場合があり、実際の回路の性能と信頼性を満たすため、ネットワーク アナライザで調整が必要な場合があります。帰還ループの応答は、設計パラメータのワースト ケース変動に照らして評価する必要があります。

式 29.

このアプリケーション例では、この設計手法により 1kHz で理論的な帰還ループ (T_V(f)) クロスオーバーが生成され、最小入力バルク電圧 95V で約 55° の位相マージンが得られます。高ラインでの理論的な電圧ループは、2.7kHz でクロスオーバーし、位相マージンは 72° です。図 7-2 と図 7-3 を参照してください。T_V(f) は、ネットワーク アナライザで評価し、必要なら実際の回路動作に基づいてループ補償を調整する必要があります。また、過渡テストを行い、デバイスが安定していることを確認します。