2 アクティブ・クランプ付き PSFB コンバータ

図 2 に示すように、キャパシタ (C_CL) と MOSFET (Q_CL) で形成されるアクティブ・クランプ・レッグを出力インダクタの前に挿入することで、実効デューティ・サイクル (D_eff) 周期内にアクティブ・クランプ・レッグの電流伝導が発生します。その結果、2 次巻線電圧 (V_SEC) と整流器電圧のストレスが C_CL 電圧 -V_CL にクランプされます。出力整流器にかかる電圧ストレスを低減するには、キャパシタ電圧リップルの C_CL を十分大きくなるように選択する必要があります。目安としては、L_r と C_CL で形成されるインダクタ・コンデンサ (LC) の共振期間が、式 1 で表されるスイッチング期間 (T_s) [3] に比べて大幅に長くなるように選択します。

整流器電圧のストレスは、アクティブなスナバで V_INx N_S/N_P 付近までクランプされます。これは、クランプ回路なしでの電圧ストレスの約半分です。

パッシブなスナバと異なり、アクティブなスナバはパワー抵抗のリンギング・エネルギーを消費しません。その代わりに、無損失スナバとして LC 共振タンクのエネルギーを循環させます。出力巻線電圧が 0 以外になると、エネルギーは 1 次巻線から 2 次巻線に転送され、Q_CL がオンになっていなくても、Q_CL のボディ・ダイオードを通じて出力インダクタを活性化させ、電流を伝導させます。本体がすでに電流を伝導した後に Q_CL をオンにすると、Q_CL は確実にゼロ電圧スイッチング (ZVS) になります。そのため、同じ仕様においては、パッシブなスナバで PSFB コンバータを使うより、アクティブなスナバで PSFB コンバータを使うほうが高い変換効率を期待できます。