JAJU913A December   2023  – August 2024

 

  1.   1
  2.   概要
  3.   参照情報
  4.   特長
  5.   アプリケーション
  6.   6
  7. 1システムの説明
    1. 1.1 主なシステム仕様
    2. 1.2 昇圧コンバータによる PV 入力
    3. 1.3 双方向 DC/DC コンバータ
    4. 1.4 DC/AC コンバータ
  8. 2システム設計理論
    1. 2.1 昇圧コンバータ
      1. 2.1.1 インダクタの設計
      2. 2.1.2 整流ダイオードの選択
      3. 2.1.3 MPPT 動作
    2. 2.2 双方向 DC/DC コンバータ
      1. 2.2.1 インダクタの設計
      2. 2.2.2 低電圧側コンデンサ
      3. 2.2.3 高電圧側コンデンサ
    3. 2.3 DC/AC コンバータ
      1. 2.3.1 昇圧インダクタの設計
      2. 2.3.2 DC リンク コンデンサ
  9. 3システム概要
    1. 3.1 ブロック図
    2. 3.2 設計の考慮事項
      1. 3.2.1 昇圧コンバータ
        1. 3.2.1.1 高周波数 FET
        2. 3.2.1.2 入力電圧および入力電流の検出
      2. 3.2.2 双方向 DC/DC コンバータ
        1. 3.2.2.1 高周波数 FET
        2. 3.2.2.2 電流および電圧の測定
        3. 3.2.2.3 入力リレー
      3. 3.2.3 DC/AC コンバータ
        1. 3.2.3.1 高周波数 FET
        2. 3.2.3.2 電流の測定
        3. 3.2.3.3 電圧の測定
        4. 3.2.3.4 補助電源
        5. 3.2.3.5 受動部品の選定
    3. 3.3 主な使用製品
      1. 3.3.1  TMDSCNCD280039C - C2000™ マイコン controlCARD™ 向けの TMS320F280039C 評価基板
      2. 3.3.2  LMG3522R030 ドライバ、保護機能、温度レポート機能内蔵、650V、30mΩ の GaN FET
      3. 3.3.3  TMCS1123 - 高精度ホール効果電流センサ
      4. 3.3.4  AMC1302 - 高精度、±50mV 入力、強化絶縁型アンプ
      5. 3.3.5  ISO7741 信頼性の高い EMC 特性、クワッドチャネル (順方向 3、逆方向 1)、強化絶縁型デジタル アイソレータ
      6. 3.3.6  ISO7762 信頼性の高い EMC 特性、6 チャネル (順方向 4、逆方向 2)、強化絶縁型デジタル アイソレータ
      7. 3.3.7  UCC14131-Q1 車載用、1.5W、12V～15V VIN、12V～15V VOUT、高密度、5kVRMS 超の絶縁型 DC/DC モジュール
      8. 3.3.8  ISOW1044 DC/DC 電源内蔵、低放射、5kVRMS、絶縁型 CAN FD トランシーバ
      9. 3.3.9  ISOW1412 電源内蔵、低放射、500kbps、強化絶縁型 RS-485/RS-422 トランシーバ
      10. 3.3.10 OPA4388 クワッド、10MHz、CMOS、ゼロドリフト、ゼロ クロスオーバ、真の RRIO 高精度オペアンプ
      11. 3.3.11 OPA2388 デュアル、10MHz、CMOS、ゼロドリフト、ゼロ クロスオーバ、真の RRIO 高精度オペアンプ
      12. 3.3.12 INA181 26V、双方向、350kHz、電流センス アンプ
  10. 4ハードウェア、ソフトウェア、テスト要件、テスト結果
    1. 4.1 ハードウェア要件
    2. 4.2 注
    3. 4.3 テスト構成
      1. 4.3.1 昇圧段
      2. 4.3.2 双方向 DC/DC 段 ‐ 降圧モード
      3. 4.3.3 DC/AC 段
    4. 4.4 テスト結果
      1. 4.4.1 昇圧コンバータ
      2. 4.4.2 双方向 DC/DC コンバータ
        1. 4.4.2.1 降圧モード
        2. 4.4.2.2 昇圧モード
      3. 4.4.3 DC/AC コンバータ
  11. 5設計とドキュメントのサポート
    1. 5.1 デザイン ファイル
      1. 5.1.1 回路図
      2. 5.1.2 BOM
    2. 5.2 ツールとソフトウェア
    3. 5.3 ドキュメントのサポート
    4. 5.4 サポート・リソース
    5. 5.5 商標
  12. 6著者について
  13. 7改訂履歴

1.3 双方向 DC/DC コンバータ

図 1-2 に、双方向 DC/DC コンバータ トポロジのブロック図を示します。ストリング コンバータなどの非絶縁型トポロジでは、双方向コンバータを使用することで、バッテリ エネルギーを蓄積することができます。双方向性が求められる理由として、DC/DC コンバータは一方向ではバッテリ チャージャ (降圧モード) として機能し、一方ではバッテリを放電 (昇圧モード) して DC リンクにより高い安定した出力電圧を供給する必要があるからです。

TIDA-010938 双方向 DC/DC コンバータのブロック図図 1-2 双方向 DC/DC コンバータのブロック図

昇圧モードでは、このコンバータが DC リンク経由でインバータに電力を供給するため、放電電力は 4.6kW に制限されます。この制限は、インバータ段の最大電力定格となります。バッテリ電圧に応じて、この値は最大 30A まで上がります。降圧モードでも、より高い電力レベルに達するために 30A の充電電流を使用する可能性があります。

電流値が 30A の場合、単一の GaN FET だけの導通損失が非常に大きくなります (30 × 30 × 0.03 = 27W)。これは GaN デバイスの発熱につながり、結果として GaN FET の RDS(on) も温度とともに増加するため、導通損失が増大します。

デバイスの過熱による影響を軽減し、FET の導通損失やスイッチング損失の増大による電力損失の増大を抑えるために、考えられる 1 つの設計として分岐のインターリーブがあります。図 1-3 に示すように、リップル電流を低減するためにレグ間に 360°/2 = 180° の位相差が適用されます。

TIDA-010938 正規化された電流リップルとデューティ サイクルの関係図 1-3 正規化された電流リップルとデューティ サイクルの関係

このようなマルチフェーズ設計では、両方の相が出力ノードで一緒に接続されているため、各相のインダクタ電流は、どちらの相がアクティブであるか (L1 電流および L2 電流と呼ばれる) に応じて、出力コンデンサを同時に充電および放電します。この充電および放電により、図 1-4 に示すように、ピーク ツー ピーク値の低い全体的な出力電流 (出力電流と呼ばれる) が生成されます。

TIDA-010938 出力電流の波形図 1-4 出力電流の波形

出力コンデンサのリップル電流または AC 電流が小さくなると、出力電圧全体のリップルが低下し、結果として、出力電圧を許容範囲内に保つために必要な容量も少なくなります。設計に位相を追加すると、デカップリング コンデンサを流れる RMS 入力電流が減少するため、入力電圧のリップルが減少します。

また、分岐を並列化することで、出力 EMI フィルタを通るスイッチング周波数を 2 倍にでき、小型化につながります。対称インターリーブは、異なるセクションを同じ周波数でスイッチングすることを含みますが、位相をインターリーブしてノイズ出力とリップルを制御します。両方の分岐から同じ電流が求められることで出力電流は 2 倍になり、デューティ サイクルはバッテリ電圧と DC リンク電圧に応じて固定されます。さらに、スイッチが相補的に切り換わる間に、電流パスの短絡を避けるため、ハーフ ブリッジ FET の間にデッド タイムが挿入されます。したがって、このデザインでは昇圧段の定格出力が 4.6kW であり、約 330V のバッテリ電圧で公称 10kW までのバッテリ充電が可能です。インターリーブされた各段は 65kHz の周波数で切り換えられ、その結果 130kHz の等価出力周波数となります。