TPS16410 eFuse のテスト結果

TPS16410 eFuse の機能をテストするために、電子負荷を使用して電源から電力を引き出します。次の 図 3-4 の J17 は、電子負荷の接続ポイントを示しています。このテストで使用する入力電力は、さまざまな電圧で動作する DC 電源であり、過電流保護と電力制限に加えて、制御された起動、過電圧および低電圧保護の応答をキャプチャします。

図 3-4 TPS16410 eFuse のテストに使用するボードの接続

eFuse の起動、無負荷

次の 図 3-5 に、デバイスの入力に電圧を印加し、低電圧スレッショルドを少し上回るまで段階的に増加させたときの TPS16410 の起動動作を示します。電圧がこのポイントに達すると、TPS16410 の出力電圧がイネーブルになり、デバイスがイネーブルになってから、入力電圧が下流デバイスの電源用出力で使用可能になるまで 1.98ms の遅延があります。

図 3-5 無負荷時の eFuse の起動

次の 図 3-6 に、高負荷がアクティブな状態で電源がオンになったときの TPS16410 の応答を示します。この例では、TPS16410 は期待どおり電力レギュレーションを開始しますが、すでにアクティブな負荷に関連する突入電流が原因で、入力電圧がオンになってから約 200ms 後に eFuse は最終的にフォルト状態になります。このテストでは入力電力が 14.30W に制限されているため、誤差は約 3% です。

図 3-6 高負荷での電圧ターンオン時の eFuse レギュレーション

電力制限

TPS16410 回路は、このデザインでは、消費電力を 13.65W に制限するように設計されています。より高い電力制限 (24VAC 入力) を必要とするアプリケーションでは、セクション 2.2 の式を使用して電力制限を調整するか、デバイスをバイパスして評価することができます。

デバイスの接合部温度がサーマル シャットダウン スレッショルド (TSD) に達すると、内部 FET がオフになります。TPS16410 が熱過負荷を検出すると、デバイスは T_SDHYS まで冷却されるまでオフのままになります。TPS16410 が T_SDHYS だけ冷却されると、デバイスは追加の遅延時間 t_TSD,RST の間オフのままになり、その後、デバイスがまだイネーブルであれば、デバイスは自動的にオンを再試行します。サーマル シャットダウン中、FAULT ピン FLT は Low にプルされてフォルト状態を通知します。

次の 図 3-7 に、13.7W のスレッショルドに近づいたデバイスの電力レギュレーションを示します。電子負荷は一定の電力に設定され、電力制限に向かって徐々に増加します。負荷が増加するにつれて、出力電圧は、電力を制限スレッショルド未満に保とうと降下し始めます。負荷がさらに増加すると、デバイスは出力をディセーブルにします。TPS16410 の電力レギュレーション精度は、P_LIM が 13.65W の場合 は 99.5% です。

図 3-7 eFuse の電力制限

入力過電圧保護

TPS16410 デバイスには、過電圧状態のときにシステムを保護する回路が組み込まれています。OVLO ピンの電圧が V_OVLO スレッショルドを上回ると、内部 FET がオフになり、下流の負荷が保護されます。このリファレンス デザインは、入力電圧 24VDC で 28V、入力電圧 24VAC で約 40V の過電圧保護電圧で設計されています。図 3-8 に 28.13V での過電圧シャットダウンを示しており、28V の OVP スレッショルドに対して 99.5% の OVP 精度が得られます。

図 3-8 eFuse の入力過電圧保護応答

LMR38020 15V 電源レールのテスト結果

100mA～1A の負荷に対する LMR38020 の効率をテストするために、J18 と J19 に対してそれぞれ 24VAC と 24VDC の両方を供給します。電子負荷は、各テストの具体的な負荷条件を作成するために使用します。入力電圧、出力電圧、出力電流リップルの各測定は、総電力制限 15W の範囲内で、予想される最大許容負荷で行われます。

次の 図 3-9 に、LMR38020 の負荷が 1A の場合の出力電流リップルに加えて、入力電圧と出力電圧の両方の電圧リップルを示します。この負荷では、総消費電力は eFuse で設定された制限値をわずかに下回る程度です。1A 負荷時の入力電圧リップルは約 592mV _pk-pk、出力電圧リップルは約 186mV _pk-pk です。負荷に対する出力電流は電流リップル 約 9.3mA で、約 9.3% のリップル _pk-pk を示しています。

図 3-9 LMR38020 1A 負荷時の出力電圧リップル

負荷テストにおける効率の結果：

次の 表 3-1 に、LMR38020 に 24VDC を入力し、デバイスへの出力に電子負荷をかけた場合のテスト データを示します。負荷電流範囲は、100mA から 1A まで 50mA ステップで増加します。

次の 図 3-10 に、負荷電流における効率を示します。すべての負荷値にわたる効率は 90% を上回り、450mA の負荷電流において 96% の効率でピークに達します。

図 3-10 LMR38020 24VDC 入力での負荷における効率

LMR38020 に整流された 24VAC 入力を印加して同じテストを行い、負荷電流を再び 100mA から 1A まで 50mA ステップ サイズで掃引します。このデータは、次の 表 3-2 に示します。

次の 図 3-11 に、LMR38020 に整流された 24VAC 入力電圧を印可した場合の効率と負荷電流との関係を示します。効率は 93% でピークを示し、負荷電流 350mA から 900mA までは比較的平坦な効率曲線になっています。

図 3-11 LMR38020 24VAC 入力での負荷における効率

TPS62932 3.3V 電源レールのテスト結果

さまざまな負荷条件で TPS62932 の効率をテストする手順は、上記の LMR38020 のテストと同じです。この場合は、降圧の入力に 15VDC を供給しながら、3.3VDC 電源レールから 100mA～1A をプルています。これは、3.3VDC 降圧の性能を分離するためです。

3.3V 電源レールの負荷については、入力電圧リップル、出力電圧リップル、および出力電流リップルを測定するために、負荷電流としてワーストケース シナリオである 750mA を使用します。次の 図 3-12 に、前述の各パラメータのリップルを示します。入力電圧リップル pk-pk は 192mV で、約 1.3% です。出力電圧リップル pk-pk は約 80.8mVで、約 2.4% です。出力電流リップル pk-pk は約 5.3mA で、約 0.7% です。

図 3-12 TPS62932 750mA 負荷でのリップル

効率の結果：

次の 表 3-3 に、TPS62932 の効率テストでキャプチャされたデータを示します。このテストは、負荷電流テスト値については LMR38020 と同じですが、3.3V 電源レールは、MCU とボード ペリフェラルにのみ使用されるため、総消費電力はるかに低くなります。

次の 図 3-13 に、TPS62932 の効率と負荷電流との関係を示します。効率は 850mA 負荷時に 92.61% でピークに達しますが、3.3V レールの合計負荷はこれよりはるかに低いため、動作時の効率は平均 80% 台半ばです。

図 3-13 TPS62932 負荷における効率

DRV8316 のテスト結果

DRV8316C の動作機能をテストするには、実際のエンドユーザー製品を使用してテキサス・インスツルメンツのデバイスの性能をテストします。このリファレンス デザインで使用されているのは、ホール効果センサ、BLDC ダンパー モーター、モーターの回転エネルギーをダンパーに効果的に伝達するギアです。図 3-14 に、主なテスト構成を示します。モーターが回転すると、利用可能なギアのネットワークの一部が、ギア キャビティ内に配置された磁石とともに回転情報を提供するために利用されます。TMAG5273 ボードは磁石 / ギアの上に直接取り付けられ、動作中に角度データをメイン ボードに送り返します。

図 3-14 BLDC ダンパー制御のテスト構成

ダンパーモーター / ギヤに関する重要な注意点として、左回転はより大きな電流を必要とし、右回転ははるかに少ない電流しか必要としないことがあります。このセクションでは、オーバー ツー ライト (OTR) はダンパーの右回転時の低電流を、オーバー ツー レフト (OTL) は BLDC モーターの左回転時の高電流を示します。

リファレンス デザインのサイズ、および製品へのボードの取り付けオプションがないことを理由に、ダンパーの位置をリモート検出する手段として、セカンダリ TMAG5273 ボードを使用しています。次の 図 3-15 に TMAG5273 リモート ボードを示します。

図 3-15 TMAG5273 BLDC モーター位置センシング用リモート センシング ボード

次の 図 3-16 に、OTL 動作中の 3 相それぞれのモータ電圧出力を示します。BLDC モーターへの出力は各位相間で 120⁰ で、BLDC モーターへの出力電圧は各出力相で 15.38V～15.73V の範囲です。

図 3-16 DRV8316C 各位相の電圧出力

DRV8316C 動作時の位相電流：次の 図 3-17 に、OTL 動作中の BLDC モーターの各位相の出力電流を示します。位相電流波形は位相間が 120⁰ で、総 RMS 電流は 474.6mA です。RMS 電流は、高電流の左回転中にキャプチャされます。

図 3-17 DRV8316C モータ動作時の出力電流

次の 図 3-18 の波形は、BLDC モーターの OTL 動作中の DRV8316C への入力電流を示しています。DRV8316C の消費電流は、センサ付き BLDC モーター装置の駆動時に約 187mA でピークに達し、動作時間にわたって RMS 値は 190.1mA です。入力電圧は AC 結合され、動作中に電圧リップルを抽出します。ダンパー モーターが左回転する高負荷時の電圧リップルは約 201mV です。

図 3-18 DRV8316C 動作時の入力電流と入力電圧リップル

次の 図 3-19 に、MSPM0 の単一出力相 (INH と INL の両方) からの制御信号と、OTL 動作中の SO ピンからの電流出力を示します。

DRV8316C の SOx ピンは、ローサイド FET を流れる電流にゲイン設定 (GCSA) を乗算した値に比例するアナログ電圧を出力します。ゲイン設定は、GAIN ピン (ハードウェア デバイス バリアント) または GAIN ビット (SPI デバイス バリアント) で設定できる 4 つの異なるレベルの間で調整できます。電流センスは、DRV8316C デバイスの各ローサイド FET のセンス FET で実装されています。この電流情報は内部 I/V コンバータに供給され、VREF ピンの電圧とゲイン設定に基づいて SOx ピンに CSA 出力電圧を生成します。

図 3-19 DRV8316C モーター動作 (OTL) 時の INH、INL、SOx

図 3-20 に、OTR 動作時の同じ出力を示します。INH および INL の制御信号と SOx は、このシナリオでダンパー モーターが高速回転している間、周波数が高くなり、持続時間が大幅に短くなっています。

図 3-20 DRV8316C モーター動作 (OTR) 時の INH、INL、SOx

DRV8428 のテスト結果

DRV8428 のテストは BLDC ダンパー モーターのテストによく似ていますが、代わりに 24VDC バイポーラ ステッピング モーターを使用します。次の 図 3-21 に示すように、モーターの裏には磁石が取り付けられており、これは 0V～10V 制御または 4mA～20mA 制御の場合は位置制御ループに使用され、ステッピング モーターが温度ベースの制御ループで制御されている場合は単純に位置確認手段として使用されます。

図 3-21 位置決め磁石付きステッピング モーターのセットアップ

図 3-22 に、シングル ピン インターフェイスを使用してバイポーラ ステッピング モータをフル ステッピング モードで駆動した DRV8428 デバイスの負荷テストの結果を示します。フル ステッピング モードでは、フルブリッジは 2 つの巻線間の位相シフト 90°で、2 つのモード (順方向または逆方向モード) のいずれかで動作します。図 3-22 に、STEP 電圧、OUTA 巻線電流、OUTB 巻線を示します。

図 3-22 DRV8428 位相出力および STEP 制御信号

DRV8428 ステッピング モーター ドライブの効率：

DRV8428 の効率をテストするために、動作中の電源の電流出力を観察しながら、デバイスへの入力 DC 電圧を 15VDC から 24VDC まで掃引します。モーター動作中も、DRV8316C からの各出力で電流プローブと電圧計を使用して、各位相の RMS 電圧と RMS 電流を取得します。このテストは、達成可能な効率改善を明確にするために、異なるディケイ モード設定を使用して 2 回実行されます。

次の 図 3-23 に、MSPM0 からの GPIO 経由で DECAY ピンを 0 に設定したときの、動作中の DRV8428 の電流出力と電圧出力を示します (スマート チューン リップル制御がイネーブル)。スマート チューン リップル コントロールは、I_TRIP レベルと I_VALLEY レベルを設定することで動作します。電流レベルが I_TRIP に達すると、ドライバは t_OFF 時間が経過するまでスロー ディケイに移行する代わりに、I_VALLEY に達するまでスロー ディケイに移行します。スロー ディケイは、両方のローサイド MOSFET がオンになって電流が再循環できるモード 1 と同様に動作します。このモードでは、電流レベルと動作条件に応じて、t_OFF が変化します。この手法によって、はるかに厳密な電流レベルのレギュレーションが可能になり、モータの効率とシステムの性能が向上します。スマート チューン リップル制御は、可変オフ時間レギュレーション方式に対応するシステムで電流レギュレーションの電流リップルを小さくするために使用できます。V_REF ピンは、ファームウェアによって MSPM0 DAC から 1.5V に設定されます。DRV8428 の M0 ピンは 0 に駆動され、M1 ピンは 330kΩ 抵抗を経由してグランドに接続され、マイクロステッピング モードが 71% 電流でフル ステップ (2 相励起) に設定されます。

AOUT 1 の RMS 電圧と電流の測定値は 1.69V と 367.1mA RMS で、BOUT 1 はそれぞれ 2.08V と 368.4mA です。各位相のオフ時間は 9.86ms で、両方の出力は 90⁰ 位相シフトしています。

図 3-23 DRV8428 スマート チューン リップル制御による出力電流および出力電圧

次の 表 3-4 に、ディケイ モードをスマート チューン リップル制御に設定した状態で動作したときの DRV8428 の効率に関するテスト結果を示します。入力 DC 電力を徐々に増加させ、RMS 出力の電圧 / 電流を記録して、モーター ドライブの効率を計算します。

次の 図 3-24 に、入力 DC 電力に対するモーター ドライブの効率を示します。

図 3-24 DRV8428 入力電力に対する効率

2 つ目のテストでは、ディケイ モードを HI-Z に設定し、スマート チューン ダイナミック ディケイ モードを利用します。このディケイ モード設定は、各 PWM サイクルで繰り返し最適化されます。モーター電流が目標トリップ レベルを超えると、レギュレーション損失を防ぐため、次のサイクルで減衰モードはより積極的になります (高速減衰の割合を増やします)。目標トリップ レベルに達するまでに長い駆動時間を必要とする場合は、リップルを抑え、効率を上げるために、次のサイクルでディケイ モードはより消極的になります (ファースト ディケイの割合を減らします)。立ち下がりステップでは、次のステップに素早く達するために、スマート チューン ダイナミック減衰は自動的に高速減衰に切り替わります。V_REF は MSPM0 DAC で設定された 1.5V のままで、71% の電流でフルステップ 2 相励起を利用します。次の 図 3-25 に、モーター動作中の AOUT 1 と BOUT 1 の両方の出力を示します。AOUT1 の RMS 電圧は 2.36V で、RMS 電流出力は 317.4mA です。BOUT 1 の RMS 電圧は 2.73V で、RMS 電流は 320.1mA です。このモードのオフ時間は約 7.66ms です。

図 3-25 DRV8428 スマート チューン ダイナミック ディケイによる出力電流および出力電圧

次の 表 3-5 に、入力電圧値の増分ごとに記録されたデータと、それぞれについて計算された効率を示します。

次の 図 3-26 に、スマート チューン ダイナミック ディケイがイネーブルのときの DRV8428 の入力電力範囲にわたる効率と合計位相出力電流のプロットを示します。このテストでは、効率は大幅に改善され、入力電源電圧に比例し、入力電圧 24VDC、約 97% でピーク値に達しています。

図 3-26 DRV8428 入力電力に対する効率