3 主動箝位腳設計考量

若在 PSFB 中採用主動式緩衝器，變壓器繞組電流在有效工作週期 (D_eff) 時間 (T_S) 內將不會像輸出電感器電流一樣單調上升。這是因為主動式緩衝器電容器能量也會參與輸出電感器通電，而不只是仰賴輸入端的能量轉移。非單調電流斜坡特性可能會使峰值電流模式控制變得困難，因爲通常使用輸入或變壓器繞組電流來進行峰值電流偵測，但輸入或變壓器繞組電流較高不一定代表工作週期較長。

為了讓峰值電流偵測在電流單調上升時發生，我們必須確保 D_effT_S 在整個操作電壓和負載範圍下，都大於完成電流秒平衡的時間 – D_CSBT_S。由於具有較大 D_eff 的 PSFB 通常效率較高，因此 PSFB 通常會設計成在預期 D_eff >> D_CSB 的中至高負載下，擁有較大的 D_eff。在低負載情況，轉換器應以不連續傳導模式運作，且在相同輸入/輸出電壓條件下，D_eff 將小於 D_eff。為了讓 D_effT_S 即使在低負載下也能大於 D_CSBT_S，我們根據負載電流執行頻率調降控制。

D_CSBT_S 的持續時間成為峰值電流模式控制的重要因素。完成電流秒平衡需要多長時間，是目前最重要卻又艱難的問題。若要回答此問題，我們必須計算通過主動箝位腳的電流。

假設 V_CL 為常數，L_m = ∞，方程式 2 表示工作週期損耗期間 (V_SEC = 0 且 i_SR1 及 i_SR2 變換期間) 的整流器電流變化率如下：

其中 V_Lr 是 L_r 中的電壓。

方程式 3 計算輸出電感器電流的變化率：

使用 方程式 2 與 方程式 3 及克希何夫電流定律，方程式 4 可計算主動鉗位電流的變化率：

由於 V_CL ≈ V_IN x N_S/N_P [3]，您只需在 方程式 4 中將總主動箝位腳傳導時間套用為 Δt，即可解決 Δi_CL。但您仍需了解 i_CL 的峰值，才能計算 i_CL 均方根 (RMS) 值。如 圖 3 所示，如果在 t₂ 時間下 i_SEC = i_Lo (將 C_oss 充電至 V_CL)，且在 t₃ 時間下 i_SEC = i_SR (開始充電 C_CL)，方程式 5 可得到 i_CL,peak 如下：

以 方程式 6 得出 t₂ 下的 i_SR2 值如下：

假設從 t₀ 至 t₂ 的 i_SR2 電流遞減率相同， 方程式 7 可得到 t₂-t₁ 的持續時間為：

由於 C_L 需維持電流秒平衡，因此區域 A1 和 A3 的總和將等於區域 A2。

如 方程式 7 所示，SR C_oss 控制主動箝位腳上的峰值電流。若選擇低 C_oss SR FET，主動箝位腳 RMS 電流將會較低，可幫助提升轉換器效率。

以下是以主動式緩衝器設計 PSFB 轉換器時的一些設計準則：

• QCL 必須在工作週期損耗期間後才開啟，以避免 CCL 能量回流至一次側。
• 當本體二極體仍在為 ZVS 進行電流傳導時，必須開啟 QCL。
• 較長的 QCL 開啟時間可減少 VCL 及 SR 電壓應力，但 QCL RMS 電流會增加。
• 低 SR Coss 不僅有助降低主動箝位腳 RMS 電流，也可幫助減少 SR 電壓應力。

主動箝位方法不限於全橋式整流器，也適用其他類型整流器，如電流倍增器 [4] 或中心抽頭式整流器。圖 4 說明中心抽頭式整流器上具主動箝位的 PSFB 轉換器，部署在 270-W/in³ 功率密度且具主動箝位的 3-kW 全橋相移式參考設計。

如 圖 5 所示，在雙主動箝位腳的情況下可將 SR 電壓應力箝制在 40 V 下，且在 250-A 負載電流下提供可忽略的箝位損失 (非常小的傳導損耗)。