在 PSFB 轉換器中以主動箝位實現高轉換器效率

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1 簡介

全橋相移式 (PSFB) 轉換器 (請參閱圖 1) 廣泛應用於高功率應用，主要是因為 PSFB 轉換器可在輸入開關上實現軟切換，進而提升轉換器效率 [1]。雖然軟切換可大幅減少切換損耗，但輸出整流器寄生電容會與在圖 1 中做為 L_r 的變壓器洩漏電感器共振，產生具高電壓應力 [2] 的電壓振鈴。

輸出整流器的電壓應力可高達 2 x V_IN x N_S/N_P，其中 N_P 和 N_S 分別是變壓器的主要與次要繞組。傳統上會在輸出整流器使用被動式緩衝器 [2] (如圖 1 中的電阻器電容器二極體 [RCD] 緩衝器) 以防止整流器電壓過高，並利用額定電壓較低且品質因數較佳的元件來降低功耗。

若將金屬氧化半導體場效電晶體 (MOSFET) 做為同步整流器 (SR) 使用，與額定電壓較高的 MOSFET 相比，在相同成本位準下，較低額定電壓 MOSFET 上的 C_oss 和 R_DS(on) 會較低。但使用被動式緩衝器代表造成電壓振鈴的能源部分會在被動式緩衝器中耗散，造成效率降低。

本文說明主動式 (而非被動式) 緩衝器及其相關控制，可將整流器電壓應力降到最低以達更高轉換器效率，同時大幅減少緩衝器電路中的能量耗散，而無需犧牲運算範圍。

圖 1 具被動箝位和主要波形的 PSFB 功率級。

2 具主動箝位的 PSFB 轉換器

如圖 2 中所示，在輸出電感器前插入由電容器 (C_CL) 和 MOSFET (Q_CL) 組成的主動箝位腳，可在有效工作週期 (D_eff) 期間啟用主動箝位腳電流傳導，進而箝制次要繞組電壓 (V_SEC) 及整流器電壓應力至 C_CL 電壓 – V_CL。若想在輸出整流器上擁有低電壓應力，您必須為低電容器電壓漣波選擇夠大的 C_CL。根據經驗法則，應將 L_r 和 C_CL 組成的電感器電容器 (LC) 共振時間選為比切換時間 (T_s) [3] 更長，以方程式 1 表示：

方程式 1.

$2 π \sqrt{{(\frac{N_{S}}{N_{P}})}^{2} L_{r} C_{C L}} ≫ T_{S}$

整流器電壓應力會以主動式緩衝器箝制在 V_INx N_S/N_P 周圍，約為無箝位電路下電壓應力的一半。

與被動式緩衝器不同，主動式緩衝器不會耗散功率電阻器上的振鈴能量。而是以無損耗緩衝器方式循環 LC 諧振電路中的能量。當輸出繞組電壓變成非零時，能量會從主要繞組轉至次要繞組以為輸出電感器通電、並透過 Q_CL 本體二極體傳導電流 (即使 Q_CL 未開啟)。在本體傳導電流後開啟 Q_CL 可確保 Q_CL 上的零電壓切換 (ZVS)。因此在相同規格下，可預期具主動式緩衝器的 PSFB 轉換器效率會比具被動式緩衝器的 PSFB 轉換器效率高。

圖 2 具主動箝位和主要波形的 PSFB 功率級。

3 主動箝位腳設計考量

若在 PSFB 中採用主動式緩衝器，變壓器繞組電流在有效工作週期 (D_eff) 時間 (T_S) 內將不會像輸出電感器電流一樣單調上升。這是因為主動式緩衝器電容器能量也會參與輸出電感器通電，而不只是仰賴輸入端的能量轉移。非單調電流斜坡特性可能會使峰值電流模式控制變得困難，因爲通常使用輸入或變壓器繞組電流來進行峰值電流偵測，但輸入或變壓器繞組電流較高不一定代表工作週期較長。

為了讓峰值電流偵測在電流單調上升時發生，我們必須確保 D_effT_S 在整個操作電壓和負載範圍下，都大於完成電流秒平衡的時間 – D_CSBT_S。由於具有較大 D_eff 的 PSFB 通常效率較高，因此 PSFB 通常會設計成在預期 D_eff >> D_CSB 的中至高負載下，擁有較大的 D_eff。在低負載情況，轉換器應以不連續傳導模式運作，且在相同輸入/輸出電壓條件下，D_eff 將小於 D_eff。為了讓 D_effT_S 即使在低負載下也能大於 D_CSBT_S，我們根據負載電流執行頻率調降控制。

D_CSBT_S 的持續時間成為峰值電流模式控制的重要因素。完成電流秒平衡需要多長時間，是目前最重要卻又艱難的問題。若要回答此問題，我們必須計算通過主動箝位腳的電流。

假設 V_CL 為常數，L_m = ∞，方程式 2 表示工作週期損耗期間 (V_SEC = 0 且 i_SR1 及 i_SR2 變換期間) 的整流器電流變化率如下：

方程式 2. $\frac{{∆ i}_{S R}}{∆ t} = \frac{N_{p}}{N_{S}} \frac{V_{L r}}{L_{r}} = \frac{\frac{N_{S}}{N_{P}} V_{I N} - V_{C L}}{{(\frac{N_{S}}{N_{P}})}^{2} L_{r}}$

其中 V_Lr 是 L_r 中的電壓。

方程式 3 計算輸出電感器電流的變化率：

方程式 3. $\frac{{∆ i}_{L O}}{∆ t} = \frac{V_{C L} - {V O U T}_{}}{L_{o}}$

使用方程式 2 與方程式 3 及克希何夫電流定律，方程式 4 可計算主動鉗位電流的變化率：

方程式 4. ${∆ i}_{C L} = {∆ i}_{S R} - {∆ i}_{L o} = [\frac{\frac{N_{S}}{N_{P}} V_{I N} - V_{C L}}{({\frac{N_{S}}{N_{P}}}^{2}) L_{r}} - \frac{V_{C L} - V_{O U T}}{L_{O}}] ∆ t$

由於 V_CL ≈ V_IN x N_S/N_P [3]，您只需在方程式 4 中將總主動箝位腳傳導時間套用為 Δt，即可解決 Δi_CL。但您仍需了解 i_CL 的峰值，才能計算 i_CL 均方根 (RMS) 值。如圖 3 所示，如果在 t₂ 時間下 i_SEC = i_Lo (將 C_oss 充電至 V_CL)，且在 t₃ 時間下 i_SEC = i_SR (開始充電 C_CL)，方程式 5 可得到 i_CL,peak 如下：

方程式 5. $i_{C L, p e a k} = {∆ i}_{C L | t 3 - t 2} = i_{C L | t 3} = (i_{S R} - i_{L O}) |t 3 - (i_{S R} - i_{L O})| t 3 = i_{S E C | t 3} - i_{S R | t 2} = {∆ i}_{S E C | t 3 - t 2} - {2 i}_{S R S | t 2} \approx - {2 i}_{S R S | t 2}$

圖 3 主動箝位電流傳導期間的主要波形。

以方程式 6 得出 t₂ 下的 i_SR2 值如下：

方程式 6. $i_{S R 2 | t 2} = \frac{V_{I N}}{{}_{N_{P}}^{N_{S}}{L_{r}}} - (t_{2} - t_{1})$

假設從 t₀ 至 t₂ 的 i_SR2 電流遞減率相同，方程式 7 可得到 t₂-t₁ 的持續時間為：

方程式 7. $(t_{2} - t_{1}) = \sqrt{2 C_{O S S} \frac{N_{S} V_{C L} L_{r}}{N_{P} V_{I N}}}$

由於 C_L 需維持電流秒平衡，因此區域 A1 和 A3 的總和將等於區域 A2。

如方程式 7 所示，SR C_oss 控制主動箝位腳上的峰值電流。若選擇低 C_oss SR FET，主動箝位腳 RMS 電流將會較低，可幫助提升轉換器效率。

以下是以主動式緩衝器設計 PSFB 轉換器時的一些設計準則：

QCL 必須在工作週期損耗期間後才開啟，以避免 CCL 能量回流至一次側。
當本體二極體仍在為 ZVS 進行電流傳導時，必須開啟 QCL。
較長的 QCL 開啟時間可減少 VCL 及 SR 電壓應力，但 QCL RMS 電流會增加。
低 SR Coss 不僅有助降低主動箝位腳 RMS 電流，也可幫助減少 SR 電壓應力。

主動箝位方法不限於全橋式整流器，也適用其他類型整流器，如電流倍增器 [4] 或中心抽頭式整流器。圖 4 說明中心抽頭式整流器上具主動箝位的 PSFB 轉換器，部署在 270-W/in³ 功率密度且具主動箝位的 3-kW 全橋相移式參考設計。

圖 4 中心抽頭式整流器上具主動式緩衝器的 PSFB 轉換器。

如圖 5 所示，在雙主動箝位腳的情況下可將 SR 電壓應力箝制在 40 V 下，且在 250-A 負載電流下提供可忽略的箝位損失 (非常小的傳導損耗)。

圖 5 具中心抽頭式整流器的 PSFB 轉換器穩定狀態波形，以及 12-V/3-kW 輸出時的主動式緩衝器。

4 摘要

本文將討論一種控制方法，使 PSFB 轉換器能夠在峰值電流模式控制下與主動式緩衝器搭配運作。主動式緩衝器可降低輸出整流器的電壓應力，且在緩衝器電路的功耗低至可忽略，進而大幅提升轉換器效率。主動式緩衝器所造成的電流干擾會使峰值電流模式控制變得困難。透過執行主動式緩衝器電源開啟時間固定及頻率降低控制，可實現高效率且控制峰值電流的 PSFB 轉換器。以建議控制方法打造的 400Vin、12Vout/3kW PSFB 原型已通過整個操作負載範圍驗證，在 250A 全負載下輸出整流器電壓應力限制於 40 V 以下。