Bosheng Sun
總諧波失真 (THD) 是訊號中存在的諧波失真,定義為一組高諧波頻率的均方根 (RMS) 振幅與第一個諧波或基本頻率的 RMS 振幅之比。方程式 1 表示 THD:
其中 Vn 是 n 次諧波的 RMS 值,V1 則是基頻分量的 RMS 值。
在電源系統中,這些諧波可能會導致包括電話傳輸干擾和導體劣化等問題;因此,請務必要控制總 THD。低 THD 代表峰值電流更低、發熱更少、電磁放射更低,而馬達的核心損耗也更少。
對於輸入功率超過 75 W 的 AC/DC 電源供應器,要減少 THD 即需要輔以功率因數校正 (PFC),PFC 會迫使其輸入電流跟隨輸入電壓,使電子負載消耗包含最小諧波的正弦電流波形。
THD 要求已變得更加嚴格,特別是在伺服器應用中。模組化硬體系統通用備援電源供應器 (M-CRP) 規格在整個負載範圍內定義了非常嚴格的 THD 要求,如表 1 所示。這比以前的 CRPS THD 規格要嚴格得多。
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滿足如此嚴格的 THD 規格對於 PFC 設計而言是一個巨大的挑戰,而傳統的迴路調諧可能並不足夠。在本文中,我將建議幾種額外的方法來協助降低 THD。
PFC 控制器可感測 AC 輸入電壓、電感器電流和 PFC 輸出電壓。這些感測到的訊號必須保持乾淨,否則會影響 THD。例如,由於 AC 輸入電壓訊號會產生正弦電流參考,因此感測到的訊號上的任何突波都會造成電流參考失真並影響 THD。
儘管輸出電壓 (VOUT) 訊號未用於產生電流參考,但該訊號可能會影響 THD,因為 VOUT 上的突波會導致電壓迴路輸出出現漣波,進而影響電流迴路參考,最終影響 THD。如果突波幅度夠大,可能會觸發電壓迴路非線性增益,並大幅提升 THD。
常見的做法之一是將去耦電容器靠近控制器的感測接腳。您必須小心選擇電容,以有效減少雜訊,但又不會造成太多延遲。利用數位無限脈衝反應濾波器處理感測到的 VOUT 訊號,將進一步減少雜訊;由於 PFC 電壓迴路較慢,因此此數位濾波器產生的額外延遲是可接受的結果。
不過,若為 AC 電壓感測,則不建議增加數位濾波器,因為這會造成電流參考的延遲。在此情況下,您可以使用韌體鎖相迴路 (PLL) 來產生與 AC 電壓同相的內部正弦波訊號,然後使用產生的正弦波訊號來調變電流參考。由於 PLL 產生的正弦波相當乾淨,即使感測到的 AC 電壓有一些雜訊,電流迴路參考也會十分乾淨。
AC 零交點處的電流突波是圖騰柱免橋接 PFC 的固有問題。這些突波可能非常大,因此無法通過 M-CRP THD 規格。我分析了這些突波的根本原因,並指出脈衝寬度調變 (PWM) 緩啟動演算法將能有效地減少這些突波,如圖 1 所示。
在此解決方案中,當 VAC 在 AC 零交點後從負週期轉變為正週期時,主動開關 Q4 會先以極小的脈衝寬度導通,然後逐漸增加至控制迴路所產生的工作週期 (D)。Q4 的緩啟動會將切換節點汲極至源極電壓 (VDS) 逐漸放電至零。完成 Q4 的緩啟動後,同步電晶體 Q3 開始導通。此程序會從微小的脈衝寬度開始,逐漸增加,直到脈衝寬度達到 1-D。當 Q4 的緩啟動完成且 Q3 的緩啟動開始時,低頻開關 Q2 即會導通。
零交點偵測可能會因雜訊意外觸發。出於安全考慮,在半 AC 週期結束時,關斷所有開關。這會留下一個小的死區,防止輸入 AC 發生短路。從 AC 正週期到負週期的轉換完全相同。圖 2 顯示測試結果。
電壓迴路輸出上的雙線路頻率漣波會影響電流參考,進而影響 THD。為了盡量降低此頻率漣波效應,同時又不犧牲負載暫態響應,您可在 VOUT 感測訊號與電壓迴路間增加數位陷波 (帶阻) 濾波器。此陷波濾波器可有效地衰減雙線頻率漣波,同時仍能通過所有其他頻率訊號,包括負載暫態造成的突然 VOUT 變化。負載暫態將不會受到影響。
另一種方法是在 AC 零交點實例中感測 VOUT。由於 AC 零交點實例 Vout_zc (t) 上的 Vout 值等於其平均值,並為穩定狀態下的「常數」,因此是電壓迴路控制的完美回饋訊號。若要處理負載暫態,請利用以下電壓迴路控制定律:
If ((Vref – Vout(t) < Threshold)
{
Error = Vref – Vout_zc(t);
VoltageLoop_output = Gv(Error, Kp, Ki);
}
Else
{
Error = Vref – Vout(t);
VoltageLoop_output = Gv(Error, Kp_nl, Ki_nl);
}
如果暫態 VOUT 誤差較小,則使用 AC 零交點實例 Vout_zc(t) 處的 VOUT 值和較小的比例積分 (PI) 迴路增益 Kp、Ki 作為電壓迴路補償器 Gv。當發生負載暫態而造成暫態 VOUT 誤差大於閾值時,請使用暫態 Vout (t) 值和 PI 迴路增益 Kp_nl、Ki_nl 作為 Gv,快速讓 VOUT 回到其額定值。
PFC 電感器電流是在各切換週期中具 DC 偏移的鋸齒波;電流隨後會進入訊號調整電路,如運算放大器,讓訊號適用於 PFC 控制電路。然而,此訊號調整電路無法對輸入電流漣波提供足夠的衰減。電流漣波仍會出現在放大器的輸出端。如果在每個切換週期內僅對此訊號進行取樣一次,則不存在完美的固定位置,使該處訊號可代表所有時間的平均電流。因此,在單一取樣中很難獲得良好 THD。
為了獲得更精確的回饋訊號,我建議使用過取樣機制。圖 3 顯示可以在每個切換週期中對電流回饋訊號均勻取樣八次,並平均結果,然後將其傳送至控制迴路。此過取樣可有效地平均輸出電流漣波,使量測的電流訊號更接近平均電流值。此外,控制器對雜訊的敏感度也會降低,包括訊號雜訊和測量雜訊。過取樣是減少電流波形失真最有效的方式之一。
負載比前饋控制的基本概念是預先計算負載比,然後將此負載比加入回饋控制器。對於在連續傳導模式下運作的升壓拓撲,方程式 2 所提供的負載比 (dFF) 為:
此負載比模式可在開關中有效地產生電壓,其在切換週期內的平均值等於整流輸入電壓。常規電流迴路補償器會根據計算的負載比模式變更負載比模式。
圖 4 描述產生的控制方案。使用方程式 2 計算 dFF 後,其會加入傳統的平均電流模式控制輸出 (dI)。然後,您可以使用最終負載比 (d) 產生 PWM 波形來控制 PFC。
由於工作週期的大部分由負載比前饋產生,因此控制迴路只會稍微調整計算的負載。此技術有助於改善控制器迴路頻寬有限的應用的 THD。
一般而言,符合輕負載 THD 要求比符合重負載 THD 要求更難;對 M-CRP 規格中的 5% 負載 THD 要求尤其如此。若 PFC 除了在 5% 負載下符合所有其他 THD 要求,即使您已嘗試過目前提到的所有方法,AC 週期略過方法也能有所助益。
將 AC 週期略過視為特殊的突衝模式:當負載小於預先定義的閾值時,PFC 即會進入此模式,並視負載而略過一或多個 AC 週期。換言之,PFC 會在一或多個 AC 週期時關斷,並在下一個 AC 週期時再次導通。導通和關斷實例位於 AC 零交點,因此會略過整個 AC 週期。由於 PFC 在電流等於零處導通和關斷,因此應力和電磁干擾也較小。AC 週期略過與傳統 PWM 脈衝略過突衝模式不同,在此模式下您可隨機略過 PWM 脈衝。
要略過的 AC 週期次數與負載成反比;負載越少,略過的 AC 週期就越多。圖 5 所示為略過一個 AC 週期。通道 1 為 AC 電壓,通道 4 為 AC 電流。
因電流為零而關斷 PFC 時,THD 為零。由於 PFC 需要針對關斷期間進行補償,因此在導通時會提供大量功率,而這會大於平均值。基本上,這會以中負載或完全關斷 PFC 來運作。由於在中負載下 THD 遠低於輕負載,因此輕負載 THD 便會減少。
我在由德州儀器 C2000™ 微控制器控制的 3kW 圖騰柱免橋接 PFC [5] 上實作了本文中描述的方法。圖 6 所示為 240VAC 時的 THD 測試結果。
THD 不僅符合最新的 M-CRPS THD 規格,而且具有充足的裕度,這可確保 PFC 在量產期間符合規格,即使存在硬體公差也是如此。
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