3 DCM PFC のピーク電流モード制御

同じアルゴリズムを不連続導通モード (DCM) の動作に拡張できます。図 5 に、DCM でのインダクタ電流波形を示します。インダクタ電流は、T_off の終わりにゼロに低下し、残りの期間 T_dcm ではゼロのままです。したがって、T = T_on + T_off + T_dcm となります。PWM 波形ジェネレータは 図 4 と同じですが、図 6 に示すように、PWM オフ時間は T_off + T_dcm であり、T_off ではありません。

式 4 を 式 9 に書き換えると、1 スイッチング・サイクルの DCM での平均電流が、次のように計算されます。

定常状態では、インダクタのボルト秒は各スイッチング・サイクルでバランスをとる必要があり、その結果、式 10 のようになります。

T_off を解き、式 9 を代入すると、式 11 のようになります。

式 6 から、式 12 は次のようになります。

式 13 は、のこぎり波 V_RAMP のピーク値を次のように計算します。

式 13 を 式 12 に代入して I₂ について解くと、式 14 のようになります。

I₂ を 式 11 に代入すると、式 15 のようになります。

式 15 では、G_V は定常状態では一定です。したがって、I_avg は V_in に比例し、V_in の形状に従います。V_in が正弦波の場合、I_avg も正弦波になるため、力率を 1 にすることができます。

式 9 から 式 15 までは CCM と DCM の両方で有効なので、式 13 に従ってのこぎり波信号のピーク値を生成すると、CCM と DCM の両方で力率を 1 にすることができます。

式 1 は、T = T_on + T_off である 式 13 の特殊なケースです。軽負荷 (軽負荷時には PFC が DCM モードになる)、THD、力率が重要ではないアプリケーションでは、式 1 を使用して実装を簡素化します。