オフライン電源では、75W を超える電力レベルを扱う場合、力率補正 (PFC) が必要です。PFC の目標は、入力電流を入力電圧に追従するように制御し、負荷が純粋な抵抗のように見えるようにすることです。正弦波 AC 入力電圧の場合、入力電流も正弦波である必要があります。入力電流を制御するには、入力電流を検出する必要があります。

設計者は多くの場合、PFC アプリケーションで 2 つの電流検出方法のうちの 1 つを使用します。1 つ目の方法は、PFC のグランド・リターン・パスにシャント抵抗 (図 1 で R1 として指定) を配置することで入力電流を検出し、その電流を平均電流モード・コントローラ [1] (図 2 を参照) に送り、入力電流を入力電圧に強制的に追従させる方法です。シャント抵抗は全ブースト・インダクタ電流を検出するため、この電流検出方法は優れた力率と低い全高調波歪み (THD) を実現します。しかし、シャント抵抗は余分な電力損失を引き起こすため、高効率を必要とするアプリケーションでは問題になる可能性があります。

2 つ目の方法は、昇圧スイッチと直列に電流トランスを配置し、スイッチング電流を検出する方法です。図 1 では CT および R2 として指定されています。この方法は、インターリーブ PFC [2] やセミブリッジレス PFC [3] など、電流シャントの使用が適用できない場合に適しています。電流トランスは、(全インダクタ電流ではなく) スイッチング電流 (I_Q) のみを検出するため、全インダクタ電流を制御するには、電流トランスの出力の中央 (パルス幅変調 [PWM] オン時間の中央) でサンプリングすることが簡単な解決策です。図 3 に示すように、連続導通モード (CCM) では、中間点の瞬時電流値が平均インダクタ電流値と等しいため、サンプリングが機能します。この方法は、最初の方法よりも電力損失が少なくなりますが、制限もあります。PFC のデューティ・サイクルは 0% から 100% まで変化します。デューティ・サイクルが小さい場合、PWM オン時間は小さくなります。したがって、PWM オン時間の中央で正確にサンプリングすることは困難です。サンプル位置のオフセットは、フィードバック信号の誤差の原因となり、THD と力率の両方を悪化させる可能性があります。

このドキュメントでは、新しい方法を紹介します。PFC を制御し、力率を 1 にするための特別なピーク電流モードです。この方法では電流シャントが必要ないため、電力損失が発生しません。また、この方式は電流トランスを使用してスイッチング電流をセンスしますが、PWM のオン時間の途中でサンプリングを実施する必要はないので、サンプリング位置のオフセットに関連する問題を解消できます。他にも利点があります。

ピーク電流モード制御 [4] は DC/DC コンバータで広く使用されていますが、PFC はピーク電流ではなく平均電流を制御する必要があるため、PFC には適していません。インダクタのピーク電流を制御すると、THD が低下し、力率が低くなります。

図 4 に示すように、特殊な PWM ジェネレータを使用することで、PFC のピーク電流モード制御が可能になります。図 4 では、検出されたスイッチング電流 I_Q がのこぎり波と比較されます。のこぎり波ピーク電圧 (V_RAMP) は各スイッチング期間の開始時に開始され、その振幅はスイッチング期間の終了時に 0V まで直線的に低下します。スイッチング期間の開始時に、昇圧スイッチ (Q) がオンになります。I_Q がのこぎり波を超えると Q はオフになります。

この種の PWM ジェネレータは、テキサス・インスツルメンツの C2000™ リアルタイム・マイコンや UCD3138 など、ほぼすべてのデジタル・パワー・コントローラにすでに搭載されています。これらのデジタル・コントローラには、プログラム可能なスロープ補償を備えたピーク電流モード制御モジュールが搭載されています。V_RAMP/T のスロープで補償をプログラムすると、目的ののこぎり波が生成されます。

力率を 1 にするために、式 1 は、のこぎり波 V_RAMP のピーク値を次のように計算します。

ここで、G_V は電圧ループ出力、V_out は PFC 出力電圧、L は昇圧インダクタのインダクタンス、R は電流トランス出力の電流センス抵抗、T_on は PFC PWM オン時間です。

PWM オン時間は、連続する 2 つのスイッチング・サイクルでほぼ同じであるため、前のスイッチング・サイクルの T_on 情報を使用して、今回のスイッチング・サイクルの V_RAMP 値を計算できます。

この制御方式で力率を 1 にする方法をご確認ください。図 3 から、T_on 時間の間に入力電圧がインダクタに印加され、インダクタ電流が I₁ から I₂ に上昇します。採用 式 2：

ここで、V_in は PFC 入力電圧です。式 3 は、各スイッチング・サイクルの平均インダクタ電流を次のように計算します。

式 2 を 式 3 に代入すると、式 4 のようになります。

図 4 から、式 5 は次のようになります。

式 6 は、定常状態の CCM で動作する PFC に適用されます。

式 6 を 式 5 に代入して I₂ について解くと、式 7 のようになります。

式 1 と 式 7 を 式 4 に代入すると、式 8 のようになります。

式 8 で、G_V は PFC 電圧ループ出力であり、定常状態では一定です。したがって、I_avg は V_in に比例し、V_in の形状に従います。V_in が正弦波の場合、I_avg も正弦波になります。インダクタのピーク電流を制御することで、力率を 1 にすることができます。

従来の平均電流モード制御と比較して、この方法では電流シャント抵抗による電力損失がなくなります。また、正確なサンプリング位置が必要な電流トランスの検出方式と比較して、この方法では電流をサンプリングする必要がありません。代わりに、アナログ・コンパレータが PWM オフの瞬間を決定し、サンプル・オフセットの問題を解消しています。

システム・コストを削減するために、1 つのコントローラで PFC と DC/DC コントローラの両方を制御するコンボ制御を好む設計者もいます。コンボ・コントローラは、AC/DC 電源の 1 次側と 2 次側のどちらにも配置可能で、それぞれに長所と短所があります。コンボ・コントローラを 1 次側に配置する場合、DC/DC 出力電圧と電流の情報は絶縁境界を越えて 1 次側に送信する必要があり、コントローラとホスト間の通信も絶縁境界を越える必要があります。コンボ・コントローラを 2 次側に配置する場合、従来の平均電流モード制御方法では入力 AC 電圧情報が必要となるため、入力電圧を検出し、電流ループ基準を変調するために使用する必要があります。絶縁境界を越えて入力電圧を検出することは難しいことです。

新しい制御方法では、式 1 には V_out のみが含まれ、V_in は含まれません。V_in を検出する必要がないため、V_in 検出回路をなくすことができます。この制御方法では、電流トランスの出力と V_out の情報のみが必要です。電流トランスで絶縁されているため、低コストのフォトカプラが V_out を検出し、それを 2 次側に送信できます。次に、PFC コントローラを AC/DC 電源の 2 次側に配置し、同じく 2 次側にある DC/DC コントローラと組み合わせてコンボ・コントローラを作成します。これにより、システム・コストが大幅に削減されます。