Robert Kollman

10 月には、フォワード コンバータのターンオン時に出力整流器の両端の電圧をスナバ処理する方法について説明しました。今回は、フライバック コンバータで FET のターンオフ電圧をスナバ処理する方法について解説します。

フライバック コンバータの電力段と 1 次側 MOSFET 電圧の波形を、図 1 に示します。このコンバータは、トランスの 1 次側インダクタンスにエネルギーを蓄積し、MOSFET がオフになったときエネルギーを 2 次側に解放する方法で動作します。

多くの場合、MOSFET がオフのときにスナバが必要です。トランスの漏れインダクタンスにより、ドレイン電圧が反射出力電圧 (V_RESET) を上回るためです。漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは MOSFET のアバランシェ降伏を引き起こす可能性があるため、D1、R24、C6 で構成される電圧クランプ回路が追加されます。この回路のクランプ電圧は、漏れインダクタンスのエネルギー量と抵抗の消費電力によって設定されます。抵抗の値が小さいとクランプ電圧が低下しますが、電力損失は増加します。

トランスの 1 次側と 2 次側の電流の波形を、図 2 に示します。

左側は、MOSFET をオンにしたときの簡略化された出力段です。入力電流は、漏れインダクタンスと相互インダクタンスの直列の組み合わせによって上昇します。右側は、オフ期間の概略回路図です。ここでは、出力ダイオードとクランプ ダイオードが順方向バイアスされるレベルまで電圧が反転しています。トランスの 1 次側に反射された出力コンデンサとダイオードが示されています。

2 つのインダクタは直列に接続されており、Q1 がオフになったときも最初は同じ電流が流れます。すなわち、ターンオフ直後に出力ダイオード D2 に電流が流れず、トランスの電流すべてが D1 に流れます。漏れインダクタンスの両端の電圧はクランプ電圧とリセット電圧の差で、漏れインダクタンスは急速に放電される傾向があります。

図に示すように、スナバに転送されるエネルギーは簡単な計算で決定できます。漏れインダクタンス内のエネルギーを放電するのに要する時間を短縮すれば、転送されるエネルギーを減らすことができます。これは、クランプ電圧の上昇を許容することで達成されます。

興味深いのは、クランプ電圧とスナバの消費電力の間のトレードオフを計算できることです。図 2 に示すように、クランプ回路に投入される電力は、クランプ ダイオードの平均電流とクランプ電圧との積に等しくなります (クランプ電圧が一定と仮定)。いくつかの項を並べ替えると、1/2 × F × L × I² という項が得られ、これは不連続フライバック コンバータの出力電力と関係しています。この場合、インダクタンスは漏れインダクタンスとなります。

この式から、電力損失が漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーだけではないという、少々意外な事実が判明します。電力損失はクランプ電圧によって変動しますが、常に漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーより大きくなります。この関係を、図 3 に示します。

このグラフは、漏れインダクタンスのエネルギー損失に正規化した損失、およびクランプとリセットの電圧の比率をプロットしたものです。クランプ電圧の値が大きいと、スナバ損失は漏れインダクタンスのエネルギーに近づきます。抵抗値を下げることでクランプ電圧が低下すると、エネルギーがメインの出力から転送され、スナバの消費電力が大幅に増加します。Vclamp/Vreset の比率が 1.5 のとき、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーによる損失のほぼ 3 倍になります。

また、漏れインダクタンスは多くの場合、磁化インダクタンスの 1% 程度です。このため、図 3 に示されている、クランプ電圧を下げることによる効率への影響はさらに興味深いものとなります。この場合、縦軸は効率の低下を示します。クランプ比を 2 から 1.5 に減らすと、効率が 1% 低下します。

要約すると、フライバック コンバータの漏れインダクタンスが原因で、パワー スイッチに許容できない電圧ストレスが印加される可能性があります。このストレスは、RCD スナバにより制御できます。ただし、クランプ電圧と回路損失との間にはトレードオフがあります。

この記事は、以前 EDN.com で公開された記事です。