KOKT009 january 2023 UCD3138

2 CCM PFC를 위한 피크 전류 모드 제어

피크 전류 모드 제어[4]는 DC/DC 컨버터에서 널리 사용되지만, PFC는 피크 전류가 아닌 평균 전류를 제어해야 하기 때문에 PFC에 적합하지 않습니다. 인덕터 피크 전류를 제어하면 THD가 저하되고 역률이 낮아집니다.

그림 4에서 보다시피, 특수 PWM 제너레이터를 사용하면 PFC에서 피크 전류 모드 제어가 가능합니다. 그림 4에서, 감지된 스위칭 전류 I_{Q 가}는 톱파와 비교됩니다. 톱파 피크 전압(V_RAMP)은 각 스위칭 주기가 시작될 때 시작되고, 그 크기는 스위칭 주기가 끝날 때 0V로 선형적으로 떨어집니다. 부스트 스위치(Q)는 스위칭 기간 시작 시점에 켜집니다. Q는 I_Q가 톱파를 초과하면 꺼집니다.

이러한 종류의 PWM 발생기는 TI의 C2000™ 실시간 마이크로 컨트롤러 및 UCD3138과 같은 거의 모든 디지털 전력 컨트롤러에 이미 존재합니다. 이 디지털 컨트롤러에는 프로그래밍 가능한 슬로프 보상 기능을 가진 피크 전류 모드 제어 모듈이 있습니다. V_RAMP/T의 기울기로 보상을 프로그래밍하면 의도한 톱파가 생성됩니다.

그림 4 CCM에서 제안된 방법에 대한 PWM 파형 생성.

단위 역률을 얻기 위해, 방정식 1는 톱파 V_RAMP의 피크 값을 다음과 같이 계산합니다.

방정식 1.

V_{R A M P} = G_{v} * V_{o u t} + \frac{T_{o n} * V_{o u t} * R}{2 * L}

여기서 G_v는 전압 루프 출력, V_out은 PFC 출력 전압이며, L은 부스트 인덕터의 인덕턴스, R은 변류기 출력의 전류 감지 저항, T_on은 PFC PWM 온타임입니다.

PWM 온타임은 2개의 연속 스위칭 사이클에서 거의 동일하기 때문에, 이전 스위칭 사이클의 T_on 정보를 이용해 이 스위칭 사이클에 대한 V_RAMP 값을 계산할 수 있습니다.

이 제어 방법으로 단일 역률을 달성하는 방법을 살펴보세요. 그림 3에서 T_on 시간 동안 입력 전압이 인덕터에 인가되어 인덕터 전류가 I₁에서 I₂로 상승합니다. 방정식 2 적용:

방정식 2.

I_{2} - I_{1} = \frac{V_{i n} * T_{o n}}{L}

여기서 V_in은 PFC 입력 전압입니다. 방정식 3은(는) 각 스위칭 사이클에서 평균 인덕터 전류를 다음과 같이 계산합니다.

방정식 3.

I_{a v g} = \frac{{(I}_{1} + I_{2})를 위한 직렬 전압 레퍼런스}{2}

방정식 2을(를) 방정식 3에 대입하면 방정식 4와(과) 같은 결과가 나옵니다.

방정식 4.

I_{a v g} = I_{2} - \frac{V_{i n} * T_{o n}}{2 * L}

그림 4에서, 방정식 5은(는):

방정식 5.

\frac{I_{2} * R}{V_{R A M P}} = \frac{T_{o F F}}{T}

방정식 6은(는) 안정적 상태의 CCM에서 작동하는 PFC에 적용됩니다.

방정식 6.

\frac{T_{o F F}}{T} = \frac{V_{i n}}{V_{o u t}}

방정식 6을(를) 방정식 5(으)로 대체하고 I₂에 대해 풀면 결과는 방정식 7이(가) 됩니다.

방정식 7.

I_{2} = V_{R A M P} * \frac{V_{i n}}{{R * V}_{o u t}}

방정식 1와(과) 방정식 7을(를) 방정식 4(으)로 대체하면 결과는 방정식 8이(가) 됩니다.

방정식 8.

I_{a v g} = \frac{G_{v}}{R} * V_{i n} + \frac{V_{i n} * T_{o n}}{2 * L} - \frac{V_{i n} * T_{o n}}{2 * L} = \frac{G_{v}}{R} * V_{i n}

방정식 8에서 G_v는 PFC 전압 루프 출력입니다. 이는 안정 상태에서는 상수입니다. 따라서 I_avg는 V_in에 비례하며 V_in의 형태를 따릅니다. V_in이 사인파이면 I_avg도 사인파가 됩니다. 인덕터 피크 전류를 제어하면 단일 역률에 도달합니다.

기존의 평균 전류 모드 제어와 비교했을 때, 이 방법은 전류 션트 저항기로 인한 전력 손실을 없애줍니다. 그리고 정확한 샘플링 위치를 요구하는 변류기 감지 방식과는 달리 이 방법에서는 전류를 샘플링할 필요가 없습니다. 대신 아날로그 콤퍼레이터가 PWM 오프 순간을 결정하여 샘플 오프셋 문제를 제거합니다.

설계자에 따라 시스템 비용을 절감하기 위해 단일 컨트롤러가 PFC와 DC/DC 컨트롤러를 모두 제어하는 콤보 제어를 선호하기도 합니다. 콤보 컨트롤러를 AC/DC 전원 공급 장치의 1차 또는 2차측에 배치할 수 있으며, 각각의 장점과 단점이 있습니다. 콤보 컨트롤러를 1차측에 배치하는 것으로 선택하는 경우, DC/DC 출력 전압 및 전류 정보를 절연 경계를 넘어 1차측으로 전송해야 하며 컨트롤러와 호스트 간의 통신도 절연 경계를 넘어야 합니다. 콤보 컨트롤러를 2차측에 배치하는 것으로 선택하는 경우, 기존의 평균 전류 모드 제어 방법에서는 입력 AC 전압 정보가 필요하기 때문에 입력 전압을 감지해 전류 루프 레퍼런스를 변조하는 데 사용해야 합니다. 절연 경계를 지나 입력 전압을 감지하는 것은 어려운 일입니다.

새로운 제어 방법에서, 방정식 1에는 V_in은 포함되지 않으며 V_out만 포함됩니다. V_in은 감지할 필요가 없기 때문에 V_in 감지 회로는 제거해도 무방합니다. 이 제어 방법에서는 변류기 출력과 V_out 정보만 있으면 됩니다. 변류기는 절연을 제공하기 때문에 저비용 옵토커플러는 V_out을 감지하여 2차측으로 보낼 수 있습니다. 그런 다음 PFC 컨트롤러를 AC/DC 전원 공급 장치의 2차측에 배치하고, 2차측에 있는 DC/DC 컨트롤러와 결합하여 콤보 컨트롤러를 생성하는 방법으로 시스템 비용을 크게 절감할 수 있습니다.