KOKT082 August 2024 TPS1200-Q1 , TPS1211-Q1
차량 아키텍처가 도메인에서 영역 기반으로 전환은 자동차 전력 분배의 상당한 변화를 가져오고 있으며, 반도체 스위치 기반 솔루션(그림 1 참조)은 와이어 하니스 보호에 사용되는 기존의 용융 퓨즈를 대체합니다. 이러한 솔루션은 퓨즈 시간 전류의 변화율 감소와 같은 이점을 제공하여 케이블 직경, 무게 및 와이어 하니스의 비용을 잠재적으로 줄일 수 있습니다. 반도체 스위치도 원격으로 재설정할 수 있습니다. 즉, 퓨즈에 쉽게 액세스할 수 있으므로 설계자가 전원을 공급원에서 부하까지 케이블 길이를 줄일 수 있는 위치에 퓨즈를 배치할 수 있습니다.
반도체 스위치를 스마트 퓨즈 장치로 사용할 때의 시스템 설계 과제는 스위치가 ON 상태일 때 대기 전류를 낮추고, 일반적으로 부하(전자 제어 장치[ECU] 입력)에서 볼 수 있는 큰 정전식 부하에 전원을 공급하는 출력을 켜는 것입니다. ECU는 47µF에서 5mF까지 입력 커패시턴스와 시작 시간 고려 사항(1ms 미만, 중간 충전 시간 10ms 미만, 충전 시간 50ms 미만)에 따라 ECU 유형과 각 PDB(전력 분배함) 출력에 함께 연결된 ECU 수를 기반으로 합니다. ECU 시작 시간 내에 MOSFET(금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터) 스위치를 통해 이러한 ECU 입력 커패시터를 충전하는 것은 영역 기반 아키텍처의 주요 시스템 설계 과제 중 하나입니다.
이 문서에서는 고압측 스위치 컨트롤러를 사용하여 정전식 부하를 구동하는 과제를 해결하는 다양한 기술에 대해 설명합니다.
이 방법으로 게이트 GND 사이에 커패시터(C)를 배치하면 게이트의 회전율과 출력 전압 사이에 돌입 전류가 제한됩니다. 출력 전압 회전율 제어를 사용한 회로 구성은 그림 3에 나와 있습니다.
방정식 1 및 방정식 2에서는 다음과 같이 시작 시 돌입 전류와 전원 손실을 계산합니다.
MOSFET이 포화 영역에서 작동하기 때문에 돌입 전류는 시작 시 안전 작동 영역(SOA) 내에 전력 손실을 유지할 수 있을 만큼 충분히 낮아야 합니다. MOSFET은 전력 손실이 감소하여 더 긴 기간 동안 확산될 때 더 많은 에너지(1/2 COUTVIN2)를 처리할 수 있습니다. 따라서 더 높은 정전식 부하를 지원하기 위해 돌입 간격이 더 길어질 수 있어야 합니다.
이 방법은 느린 충전 요구 사항(예: 5mF 및 50ms)에 적합하지만, 설계에는 항상 COUT, FET SOA, 충전 시간 및 작동 온도 간의 절충이 포함되어야 합니다. 예를 들어, 5mF~12V의 충전은 TI의 고압측 스위칭 컨트롤러인 TPS1211-Q1을 게이트 드라이버로 사용하면 1.5A의 돌입 전류 제한으로 40ms를 차지합니다. 참조[1] 에서는 이 방법을 사용하여 시작하는 동안 FET SOA를 확인하는 절차를 반복하지만 참조[2]는 특정 MOSFET의 SOA 마진을 추정하기 위한 온라인 툴입니다.
이 접근 방식은 그림 4에 나와 있듯이 사전 충전 FET를 구동하기 위해 추가 게이트 드라이버가 필요한 고전류 병렬 FET 기반 설계에서 일반적으로 사용됩니다. 방정식 3을(를) 사용하여 사전 충전 경로에서 사전 충전 저항(Rpre-ch)을 선택하여 돌입 전류를 특정 값으로 제한할 수 있습니다.
사전 충전 저항은 시동 중 모든 전력 스트레스를 처리하기 때문에 방정식 4 및 방정식 5로(으) 표시되는 평균 및 최대 전력 손실을 모두 처리할 수 있어야 합니다.
이 경우 매우 부피가 큰 사전 충전 레지스터 비용에 고속 출력 충전이 가능합니다. 예를 들어 10ms 동안 5mF~12V를 충전하려면 36W 정격의 0.4Ω 사전 충전 저항이 필요하고 최대 전력 처리 용량이 360W에 달하므로 부피가 큰 와이어 권선 저항이 발생합니다. 따라서 동일한 PCB에 채널이 많기 때문에 이 솔루션은 많은 유형의 완제품에 구현할 수 없습니다. 각 채널에는 부피가 큰 저항이 필요하고, 이로 인해 공간 효율성이 떨어집니다.