處理功率位準大於 75 W 時，離線電源供應器需要功率因數校正 (PFC)。PFC 的目標是控制輸入電流，使負載看起來像純電阻器。使用正弦 AC 輸入電壓時，輸入電流也必須為正弦。為了控制輸入電流，必須感測輸入電流。

設計人員通常會在 PFC 應用中使用兩種電流感測方法的其中一種。第一種方法是將分流電阻器置於 PFC 接地迴路 (在 圖 1 中指定爲 R1) 以感測輸入電流，該輸入電流會被傳送到平均電流模式控制器 [1] (如 圖 2 所示)，以迫使輸入電流跟隨輸入電壓。由於分流電阻器可感測完整升壓電感器電流，因此這個電流感測方法可提供良好的功率因數及低總諧波失真 (THD)。但分流電阻器確實會造成額外功率損耗，所以這在需要高效率的應用中可能會是個問題。

第二種方法是將電流變壓器與升壓開關串聯，以感測 圖 1 中指定爲 CT 和 R2 的切換電流。當分流器不適用時，則此方法為首選，例如交錯式 PFC [2] 和免半橋接 PFC [3]。由於電流變壓器只會感測切換電流 (I_Q) (而非全電感器電流) 以控制完整電感器電流，因此簡單的解決方案就是在電流變壓器輸出 (脈衝寬度調變 [PWM] 導通時間的中間) 時進行取樣。取樣之所以有效，是因爲中點瞬時電流值等於連續傳導模式 (CCM) 中的平均電感器電流值，如 圖 3 所示。此方法的功率損耗比第一種方法更少，不過也有其限制：PFC 的工作週期從 0% 到 100% 不等。當工作週期較小時，PWM 導通時間較小，很難在 PWM 導通時間中間進行精確取樣。任何取樣位置偏移都會造成回饋訊號錯誤，並使 THD 和功率因數劣化。

本文件介紹新方法：特殊的尖峰電流模式，控制 PFC 並達到單位功率因數。此方法不需要分流器，因此可免除功率損耗。雖然其仍使用電流變壓器感測切換電流，但在 PWM 開啟時間中不需進行取樣，因此取樣位置偏移問題便會消失。另外還有其他好處。

尖峰電流模式控制 [4] 廣泛用於 DC/DC 轉換器，但不適用於 PFC，因爲 PFC 需要控制平均電流，而不是尖峰電流。控制電感器尖峰電流會導致 THD 劣化，且功率因數低。

透過使用如 圖 4 所示的特殊 PWM 產生器，PFC 可以實現尖峰電流模式控制。在 圖 4 中，感測到的切換電流 I_Q 與鋸齒波進行比較。鋸齒波尖峰值電壓 (V_RAMP) 從每個切換週期開始，其幅度在切換週期結束時線性下降到 0 V。升壓開關 (Q) 會在切換週期開始時開啟。Q 在 I_Q 超出鋸齒波時關閉。

這種 PWM 產生器已存在於幾乎所有數位電源控制器中，例如 TI 的 C2000™ 即時微控制器和 UCD3138。這些數位控制器具有配備可編程傾斜補償的尖峰電流模式控制模組。以 V_RAMP/T 的斜率設計補償，會產生所需的鋸齒波。

爲了達到單位功率因數，方程式 1會將鋸齒波 V_RAMP 的峰值計算爲：

其中 G_v 是電壓迴路輸出，V_out 是 PFC 輸出電壓，L 是升壓電感器的電感，R 是電流變壓器輸出的電流感測電阻器，T_on 是 PFC PWM 導通時間。

由於 PWM 導通時間在兩個連續切換週期中幾乎相同，因此您可使用前一個切換週期的 T_on 資訊計算此切換週期的 V_RAMP 值。

請看如何利用此控制方法達到單位功率因數。如圖 3 所示，在 T_on 期間，輸入電壓套用至電感器，導致電感器電流從 I₁ 上升至 I₂。採用 方程式 2：

其中 V_in 為 PFC 輸入電壓。方程式 3 計算各切換週期的平均電感器電流為：

將 方程式 2 代入 方程式 3 得到 方程式 4：

從 圖 4，方程式 5 爲：

方程式 6 適用於在 CCM 穩定狀態下運作的 PFC：

將 方程式 6 代入 方程式 5 並求解 I₂ 後得到 方程式 7：

將 方程式 1 和 方程式 7 代入 方程式 4 得到 方程式 8：

在 方程式 8中，G_v 是 PFC 電壓迴路輸出。它在穩定狀態下是恆定的，因此 I_avg與 V_in 成正比，並遵循 V_in 的形狀。如果 V_in 是正弦波，則 I_avg 也會是正弦波。控制電感器尖峰電流可達到單位功率因數。

相較於傳統平均電流模式控制，此方法可免除電流分流電阻器造成的功率損耗。而相較於電流變壓器感測方法，此方法需要精確的取樣位置，因此不需要對電流進行取樣。相反的，類比的比較器會判定 PWM 關閉瞬間，免除了取樣偏移問題。

為了節省系統成本，部分設計人員偏好使用組合控制，其中單一控制器可同時控制 PFC 和 DC/DC 控制器。您可將組合控制器放置在 AC/DC 電源供應器的一次或二次側，其中每一個都各有優缺點。若選擇將組合控制器放在一次側，則 DC/DC 輸出電壓和電流資訊需跨隔離邊界傳送至一次側，而控制器和主機之間的通訊也需跨越隔離邊界。若選擇將組合控制器放在二次側，則因普通平均電流模式控制方法需要輸入 AC 電壓資訊，所以必須感測輸入電壓，並將其用於調變電流迴路參考。跨隔離邊界感測輸入電壓是一項挑戰。

在新的控制方法中，方程式 1 只包含 V_out，不包含 V_in。由於無需感測 V_in，您可以免除 V_in 感測電路。此控制方法僅需電流變壓器輸出及 V_out 資訊。由於電流變壓器提供隔離功能，因此低成本光耦合器可感測 V_out，並將其傳送至二次側。接著，您可將 PFC 控制器放在 AC/DC 電源供應器的二次側，並與同樣位於二次側的 DC/DC 控制器合併，共同建立可大幅降低系統成本的組合控制器。

您可以將相同的演算法延伸至非連續導通模式 (DCM) 運作。圖 5 顯示 DCM 中的電感器電流波形。電感器電流在 T_off 末端下降到零，其餘 T_dcm 期間保持在零；因此，T = T_on + T_off + T_dcm。PWM 波形產生器與 圖 4 相同，但 PWM 關閉時間是 T_off + T_dcm，而不是 T_off，如 圖 6 所示。

重寫 方程式 4 方程式 9 會計算一個切換週期內 DCM 中的平均電流：

在穩定狀態下，電感器伏特-秒必須在每個切換週期中達到平衡，進而導致 方程式 10：

求解 T_off 並代入 方程式 9 後得到 方程式 11：

從 方程式 6，方程式 12 爲：

方程式 13 將鋸齒波 V_RAMP 的峰值計算爲：

將 方程式 13 代入 方程式 12 並求解 I₂ 後得到 方程式 14：

將 I₂ 代入 方程式 11 後得到 方程式 15：

在 方程式 15 中，G_v 在穩定狀態下是恆定的，因此 I_avg 與 V_in 成正比，並遵循 V_in 的形狀。如果 V_in 是正弦波，則 I_avg 也會是正弦波，因此可達到單位功率因數。

方程式 9 到 方程式 15 對 CCM 和 DCM 都有效，所以如果鋸齒波訊號峰值是根據 方程式 13 產生的，那麼 CCM 和 DCM 都可以達到單位功率因數。

方程式 1 是 方程式 13 的特殊情況，其中 T = T_on + T_off。對於輕負載 (PFC 在低負載時會進入 DCM 模式)，且 THD 和功率因數都不重要的應用領域，請使用等式 1 簡化實作。

在 360-W PFC 評估模組 (EVM) 上驗證了此提議的控制方法。圖 7 顯示輸入電流波形，其中可看到良好的正弦波電流波形。

相較於傳統的平均電流模式控制方法，PFC 的創新峰值電流模式控制方法的優點相當多。將 PFC 控制器置於 AC/DC 電源供應器的二次側，建立含 DC/DC 控制器的組合控制器可降低成本。免除電流分流電阻器後，可因減少功率損耗而使效率提升。使用電流變壓器時，可因免除小型 PWM 任務造成的回饋訊號錯誤而改善 THD。最後，要在 C2000 MCU 和 UCD3138 等現有數位電源控制器上實作此控制方法，是十分簡單之事。