LM5157x および LM5158x を使用して昇圧コンバータを設計する方法

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LM5157x および LM5158x を使用して昇圧コンバータを設計する方法

LM5157x および LM5158x デバイスは、広い入力範囲に対応した非同期コンバータで、パワー・スイッチが内蔵されています。一般的な構成として、昇圧、フライバック、SEPIC の各トポロジがあります。このレポートでは、LM5157x および LM5158x を使用する昇圧コンバータの構成と設計について説明します。この設計例は LM5157EVM-BST 評価モジュールの作成に使用されるもので、結果は『LM5157 EVM-BST ユーザー・ガイド』に示されています。このレポートでは、昇圧コンバータとして LM5157x および LM5158x を実装する際の設計手順と検討事項のみを扱います。昇圧コンバータの基本的な概念と動作については、「スイッチモード電源の昇圧電力段について」を参照してください。

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1 LM5157 の昇圧設計の例

この設計例では、LM5157 を使用して非同期昇圧コンバータを実装するための、一般的な設計手順と計算を紹介します。LM51571、LM5158、LM51581 を使用した設計は、ほぼ同じです。この構成は、レギュレートされていない 6V レール (3V～9V) から、レギュレートされた 12V の最大 1.6A の負荷電流を供給するように設計されています (6V 未満の入力については、負荷が半分にディレーティングされます)。AM 帯域 (530kHz～1.8MHz) での干渉を避けるため、2.1MHz のスイッチング周波数を選択します。パラメータを表 1-1 に示し、部品の選択についてはTopic Link Label2 で説明します。

表 1-1 設計パラメータ

パラメータ	仕様
V_SUPPLY	3V～9V
V_LOAD	12V
I_LOAD	1.6A (V_SUPPLY= 6V～9V)
I_LOAD	0.8A (V_SUPPLY= 3V～6V)
f_SW	2.1MHz
η (推定効率)	90%

2 計算と部品の選択

表 1-1 の設計パラメータに基づいて連続導通モードで動作する昇圧コンバータを実装するため、LM5157x および LM5158x に固有の計算を示します。

2.1 スイッチング周波数

設計パラメータが与えられたとき、設計プロセスの最初の手順は、適切なスイッチング周波数を選択することです。一般に、スイッチング周波数が高いほどソリューション・サイズが小さくなりますが、その代わりにスイッチング損失が大きくなり、効率が低下します。したがって、スイッチング周波数を最終的に選択するときは、アプリケーション固有の要件に基づいて、電力密度と効率との間でトレードオフを決定します。EMC の要件が厳しい設計では、スイッチング周波数の高調波を考慮する必要があります。LM5157x および LM5158x の発振器の周波数を設定するには、Equation1 が使用されます。このサンプル・アプリケーションでは、2.1MHz のスイッチング周波数が選択されています。

Equation1.

$R_{T} = \frac{2.21 \times 10^{10}}{f_{sw}} - 955 = \frac{2.21 \times 10^{10}}{2.1 MHz} - 955 = 9.57 kΩ$

R_T には、標準値 9.53kΩ、公差 1% が選択されています。

LM5157x および LM5158x の内部発振器は、データシートに記載されている外部クロックと同期できます。LM5157x および LM5158x には、最大デューティ・サイクル制限があり、周波数に依存します。この制限は、データシートでも規定されています。

2.2 インダクタの計算

昇圧コンバータのインダクタンス値は、インダクタの電流リップル比 (RR、平均インダクタ電流に対するピーク・ツー・ピーク・リップル電流として定義) を使用して計算できます。インダクタンス値の選択を左右する主な検討事項は、電力損失、インダクタ電流の立ち下がり勾配、制御ループの右半面 (RHP) ゼロ周波数 (ω_{Z_RHP}) の 3 つです。

インダクタンス値が大きくなると、インダクタのコア損失と RMS 電流は小さくなりますが、インダクタの DCR が大きくなる可能性もあることに注意してください。
インダクタ電流の立ち下がり勾配が十分小さくなり、LM5157x および LM5158x のピーク電流モード制御での分数調波の発振を防止できるよう、インダクタンス値は十分大きくする必要があります。
昇圧コンバータでは通常、RHP ゼロによって設計の帯域幅制限が設定されます。したがって、制御ループのクロスオーバー周波数を高くするには、RHP ゼロ周波数を十分に高くする必要があります。相対インダクタンス値が小さくなると、RHP ゼロ周波数が増加します。

最大リップル比が 30%～70% の場合、上記の検討事項の間で適切なバランスを取ることができます。この例では、インダクタ電流の最大リップル比が 60% に設定されています。連続導通モード (CCM) 動作では、デューティ・サイクルが 33% (D_maxΔIL=0.33) のときリップル比が最大になり、デューティ・サイクルが 33% のときの電源電圧はEquation2 で計算されます。

Equation2.

V_{SUPPLY_\max Δ IL} = V_{LOAD} ∙ (1 - D_{\max Δ IL}) = 12 ∙ (1 - 0.33) = 8 V

ここで

D_maxΔIL は、インダクタのリップル電流が最大になるデューティ・サイクルです

目的のリップル比である V_{SUPPLY_maxΔIL} とスイッチング周波数が判明していれば、Equation3 を使用して1.6A 負荷でのインダクタンスの値を計算できます (V_SUPPLY = 6V～9V)。

Equation3.

L_{M_calc_1} = \frac{V_{SUPPLY}}{I_{SUPPLY} ∙ RR ∙ f_{sw}} ∙ D = \frac{8 V}{2.4 A ∙ 0.6 ∙ 2.1 MHz} ∙ 0.33 = 0.88 μH

ここで

D は、インダクタのリップル電流が最大になるデューティ・サイクルです
RR はインダクタの電流リップル比です

0.8A の負荷ケース (V_SUPPLY = 3V～6V) で、デューティ・サイクルが 33% にならない場合、最大電源電圧 (6V、デューティ・サイクル = 0.5) を使用して最大リップル比を計算します。インダクタの値の計算には、Equation4 が使用されます。

Equation4.

L_{M_calc_2} = \frac{6 V}{1.6 A ∙ 0.6 ∙ 2.1 MHz} ∙ 0.5 = 1.49 μH

両方の領域の要件を満たすために、L_M の値として標準インダクタンスである 1.5μH を選択します。電源電圧が最小値 V_{SUPPLY_min} で、最大負荷電流 I_{LOAD_max} のとき、ピーク・インダクタ電流が最大になります。ピーク・インダクタ電流は、Equation5 とEquation6 を使用して計算します。ここでも 2 つの領域が別々に計算され、大きい方が最大値になります。

Equation5.

I L_{peak_MAX_1} = \frac{V_{LOAD} ∙ I_{OUT}}{V_{SUPPLY} ∙ η} + \frac{1}{2} ∙ \frac{V_{SUPPLY} ∙ D}{L_{M} ∙ f_{sw}} = \frac{12 V ∙ 1.6 A}{6 V ∙ 0.9} + \frac{1}{2} ∙ \frac{6 V ∙ 0.5}{1.5 μH ∙ 2.1 MHz} = 4.03 A

Equation6.

I L_{peak_MAX_2} = \frac{12 V ∙ 0.8 A}{3 V ∙ 0.9} + \frac{1}{2} ∙ \frac{3 V ∙ 0.75}{1.5 μH ∙ 2.1 MHz} = 3.91 A

ここで

η は推定される効率です

ピーク・インダクタ電流を使用して、LM5158、LM51581、LM5157、LM51571 のいずれかのデバイスを適切に選択します。それぞれの電流制限については、データシートを参照してください。部品の公差とレギュレータの電力損失があるため、計算されたピーク・インダクタ電流よりも多少の余裕を持たせてピーク電流制限を選択します。この例では、15% のマージンを考慮して、LM5157 デバイスを選択しています。