JAJA784 December   2022 AMC1202 , AMC1302 , AMC1306M05 , AMC22C11 , AMC22C12 , AMC23C10 , AMC23C11 , AMC23C12 , AMC23C14 , AMC23C15 , AMC3302 , AMC3306M05

 

  1.   1
  2.   概要
  3.   商標
  4. 1はじめに
    1. 1.1 電気自動車用 DC 充電ステーション
    2. 1.2 電流センシング技術の選択および等価モデル
      1. 1.2.1 シャント方式のソリューションによる電流センシング
      2. 1.2.2 センシング技術の等価モデル
  5. 2AC/DCコンバータの電流センシング
    1. 2.1 AC/DC の基本的なハードウェアおよび制御の説明
      1. 2.1.1 AC 電流制御ループ
      2. 2.1.2 DC 電圧制御ループ
    2. 2.2 ポイント A、 B – AC/DC AC 位相電流センシング
      1. 2.2.1 帯域幅の影響
        1. 2.2.1.1 定常状態分析：基本電流およびゼロクロス電流
        2. 2.2.1.2 過渡分析：ステップ電力応答および一時的な電圧低下応答
      2. 2.2.2 レイテンシの影響
        1. 2.2.2.1 故障分析：グリッド短絡
      3. 2.2.3 ゲイン誤差の影響
        1. 2.2.3.1 ゲイン誤差に起因する AC/DC の電源の外乱
        2. 2.2.3.2 ゲイン誤差に起因する電源の外乱に対する AC/DC 応答
      4. 2.2.4 オフセットの影響
    3. 2.3 ポイント C、D – AC/DC DC リンク電流センシング
      1. 2.3.1 帯域幅のフィードフォワード性能への影響
      2. 2.3.2 レイテンシの電源スイッチ保護への影響
      3. 2.3.3 ゲイン誤差の電力測定への影響
        1. 2.3.3.1 過渡分析：ポイント D のフィードフォワード
      4. 2.3.4 オフセットの影響
    4. 2.4 ポイント A、B、C1/2、D1/2 におけるプラス要素とマイナス要素の概要および推奨製品
  6. 3DC/DCコンバータの電流センシング
    1. 3.1 位相シフト制御を備えた絶縁型 DC/DC コンバータの基本動作原理
    2. 3.2 ポイント E、F - DC/DC 電流センシング
      1. 3.2.1 帯域幅の影響
      2. 3.2.2 ゲイン誤差の影響
      3. 3.2.3 オフセット誤差の影響
    3. 3.3 ポイント G - DC/DC タンク電流センシング
    4. 3.4 センシング ポイント E、F、G の概要と推奨製品
  7. 4まとめ
  8. 5参考資料

2.2.1.1 定常状態分析：基本電流およびゼロクロス電流

この分析では、グリッド電流はスイッチング ノード (ポイント B) で制御されています。制御対象の電流の一般的なプロファイルを 図 2-4 に示します。図 2-4 は、3 つの電流と 3 つの電圧が同位相であり、DC から AC グリッドへの有効電力変換 (グリッドへの 11kW) が可能であることを示しています。図 2-5 に示す拡大部分は、スイッチング ノードに流れる電流が、50Hz の基本成分と、2 レベル コンバータのスイッチングによって生じる重要な電流リップル振幅で構成されていることを示しています。

公称負荷 11kW で動作する AC/DC コンバータのグリッド電圧と電流 公称負荷 11kW で動作する AC/DC コンバータのグリッド電圧と電流図 2-4 公称負荷 11kW で動作する AC/DC コンバータのグリッド電圧と電流

図 2-5 は 図 2-4 を拡大したもので、整流器電流と 50Hz の基本高調波を持つ平均電流を示しています。

t = 0s の拡大部分 (スパン 100μs)図 2-5 t = 0s の拡大部分 (スパン 100μs)

AC と DC の間の電力変換は、グリッド周波数で制御された電流によって行われます。したがって、正確な振幅で重要な位相遅延のない電流の基本高調波 (例：I_L1_B_AVG) の測定値を MCU に送る必要があります。50Hz または 60Hz の成分は、同期サンプリングや平均制御などのサンプリング技術によって導き出すことができます。これらの技術を採用することで、デジタル制御ループに重要な位相遅延が発生しないため、ループの高速応答が可能になります 12。逆に、電流センサには帯域幅の制限があるため、理想的な選択肢とは見なされません。電流センサは、MCU 端子で重要な位相遅延や振幅誤差を引き起こす可能性があります。この誤差は、やり取りされる有効電力と無効電力の誤差に反映され、式 8 のように示されます。

式 3. φ = atan(2π fe τ)

ここで、

  • φ は測定された電流と実際の電流との間の位相遅延です。
  • fe は測定された信号の電気的周波数で、このアプリケーションでは 50Hz または 60Hz に相当します。
  • τ は、測定チェーンによって示されるローパス フィルタ動作の一定時間です。

式 8 を使用すると、グリッドの電気周波数の 100 倍 (グリッドが 60Hz の場合は 6kHz) を超えるカットオフ周波数で、0.6° 未満の位相角遅延を達成することができます。この位相シフトにより、有効電力と無効電力の制御誤差は 50Hz または 60Hz で無視できる程度になります。電力変換が行われる成分である 6kHz の帯域幅は、グリッド電流を制御するには十分すぎるほどです。

一般に、50Hz または 60Hz だけが制御が必要な成分ではなく、電力段のデッドタイムによってもたらされるグリッド電流にはより高い周波数成分があり、THD の大幅な増加につながります。高周波成分は、MCU によって補正できるように測定によってキャプチャされなければならず、ソフトウェアによるキャンセルが可能です。デッドタイムが長くなると、図 2-6 に示すように、特に電流のゼロクロス (11ms) で歪みが大きくなります。この図では、コントローラのデッドタイムが変化したときに、11kW で動作する AC/DC コンバータによって引き出されるポイント A の電流波形を示しています。上のグラフはデッドタイムが 250ns の電流波形、下のグラフはデッドタイムが 1.5μs の電流波形を示しています。

デッド タイム 250ns と 1.5μs を実装した場合に PCC から引き出される電流 (50Hz 動作) デッド タイム 250ns と 1.5μs を実装した場合に PCC から引き出される電流 (50Hz 動作)図 2-6 デッド タイム 250ns と 1.5μs を実装した場合に PCC から引き出される電流 (50Hz 動作)

デッド タイムが長すぎると、規格で設定された制限を超える大きな THD が発生する可能性があります。この規格に準拠するため、大きな出力フィルタを使用するか、適切なソフトウェア制御を実施する必要があります。この外乱を補償する目的で複数の制御方式が開発されましたが、これらすべてのオプションは、電流センサの十分な帯域幅を必要とします。最小帯域幅要件を決定するため、電流波形の高速フーリエ変換 (FFT) を実行し、外乱の周波数成分を分析しています。

グリッドが最大電力を要求しているときの PCC 電流の FFT 結果を 図 2-7 に示します。

図 2-6 の電流の FFT および拡大部分 (50Hz) 図 2-6 の電流の FFT および拡大部分 (50Hz)図 2-7 図 2-6 の電流の FFT および拡大部分 (50Hz)

図 2-7 で補償すべき最も重要な周波数は、5 次、13 次、17 次高調波で、グリッドが 50Hz で動作している場合、250Hz、650Hz、850Hz になります。これに対応して、グリッドが 60Hz で動作する場合、周波数は 300Hz、780Hz、1020Hz になります。式 8 を新しい周波数に適用することで、電流センシング段から最小帯域幅 102kHz を確保し、高調波を適切に補償する必要があります。

結論として、定常状態分析から、PFC 段に重要なデッドタイムが存在する場合に電流の全高調波歪みを改善するには、60Hz のグリッドがある場合に最小帯域幅 102kHz が必要なことがわかりました。グリッドが 50Hz で動作している場合、最小帯域幅は 95kHz に縮小できます。デッドタイムによって生成される高調波成分は両方の測定ポイントで同じであるため、電流センサの帯域幅は、電流が制御される場所に応じて、ポイント A または ポイント B のいずれかに必要なものです。その理由は、EMI フィルタ (図 2-1 を参照) がはるかに高い周波数成分に最適化されているため、低周波では重要な効果が得られないからです。